Реферат: Устройство приема радиосигналов
--PAGE_BREAK--Находим допустимый коэффициент шума:<img width=«596» height=«48» src=«ref-2_152669364-1056.coolpic» v:shapes="_x0000_i1059">
После этого приступаем к расчету реального коэффициента шума:
<img width=«407» height=«51» src=«ref-2_152670420-1109.coolpic» v:shapes="_x0000_i1060">, где <img width=«109» height=«48» src=«ref-2_152671529-286.coolpic» v:shapes="_x0000_i1061">,
а КР ВХ Ц
= 0.5— коэффициент шума и коэффициент передачи по мощности входной цепи, для несимметричной микрополосковой линии с диэлектрической подложкой;
<img width=«101» height=«41» src=«ref-2_152671815-258.coolpic» v:shapes="_x0000_i1062">
КР
УРЧ
= 10,а N
УРЧ
= 8
КР
ПЧ
= 0,1, а N
ПЧ
= 5
<img width=«72» height=«24» src=«ref-2_152672073-174.coolpic» v:shapes="_x0000_i1063">; <img width=«63» height=«25» src=«ref-2_152672247-241.coolpic» v:shapes="_x0000_i1064">
Отсюда найдём N
: <img width=«533» height=«49» src=«ref-2_152672488-1303.coolpic» v:shapes="_x0000_i1065">
2.1.3. Выбор средств обеспечения избирательности приемника
<img width=«623» height=«516» src=«ref-2_152673791-2859.coolpic» v:shapes="_x0000_s1029">
Определим количество резонаторов: <img width=«33» height=«24» src=«ref-2_152676650-128.coolpic» v:shapes="_x0000_i1066">=70 дБ, <img width=«225» height=«48» src=«ref-2_152676778-542.coolpic» v:shapes="_x0000_i1067">
<img width=«249» height=«25» src=«ref-2_152677320-444.coolpic» v:shapes="_x0000_i1068">;
<img width=«183» height=«24» src=«ref-2_152677764-342.coolpic» v:shapes="_x0000_i1069">;
<img width=«80» height=«24» src=«ref-2_152678106-188.coolpic» v:shapes="_x0000_i1070">
<img width=«498» height=«364» src=«ref-2_152678294-42470.coolpic» v:shapes="_x0000_i1030">
Количество резонаторов равно n = 4
2.1.4. Расчет коэффициента усиления линейного тракта приемника.
Коэффициент усиления линейного тракта приемника может быть найден по формуле: <img width=«285» height=«51» src=«ref-2_152720764-655.coolpic» v:shapes="_x0000_i1071">, где
<img width=«39» height=«24» src=«ref-2_152721419-156.coolpic» alt="*" v:shapes="_x0000_i1072"> = 1 В — амплитуда на выходе УПЧ (на входе детектора);
R
а
= 75 Ом— сопротивление антенного тракта на входе приемника;
При выборе средств обеспечения усиления начинают с определения коэффициента усиления преселектора.
В супергетеродинном приемнике СВЧ коэффициент усиления преселектора по мощности равен:
<img width=«336» height=«27» src=«ref-2_152721575-530.coolpic» v:shapes="_x0000_i1073">, где
КР ВХ.Ц. = 0.5— коэффициент передачи по мощности входной цепи;
КР УРЧ = 10— коэффициент передачи по мощности УРЧ;
n
= 4— число каскадов УРЧ;
КР ПЧ = 0.1 — коэффициент передачи по мощности преобразователя частоты;
Найдем амплитуду напряжения промежуточной частоты на выходе преселектора (на входе УПЧ);
<img width=«439» height=«32» src=«ref-2_152722105-731.coolpic» v:shapes="_x0000_i1074"> , где
<img width=«132» height=«25» src=«ref-2_152722836-267.coolpic» v:shapes="_x0000_i1075"> — входное сопротивление первого каскада;
После определения коэффициента усиления преселектора определяется коэффициент усиления по напряжению УПЧ;
Для расчета УПЧ необходимо выбрать схему его построения, то есть, конкретизировать распределение усиления и избирательности внутри схемы. УПЧ разделяют на два типа: УПЧ с распределенной избирательностью и УПЧ с фильтрами сосредоточенной избирательности (ФСИ). Т.к. построение УПЧ с ФСИ имеет некоторые преимущества, то воспользуемся им.
Коэффициент усиления УПЧ записывается так:
<img width=«265» height=«25» src=«ref-2_152723103-428.coolpic» v:shapes="_x0000_i1076">, где
КФСИ = 2— коэффициент усиления каскада с ФСИ;
КОК = 5— коэффициент усиления широкополосного каскада;
КО = 2 — коэффициент усиления оконечного слабоизбирательного каскада;
Теперь находим количество широкополосных каскадов:
<img width=«339» height=«47» src=«ref-2_152723531-687.coolpic» v:shapes="_x0000_i1077">
3. Расчет входной цепи.
На СВЧ в качестве резонаторов используются цепи с распределенными параметрами, а именно, отрезки длинных линий. В диапазоне частот от 300 МГц до 4 ГГц применяются фильтры, состоящие из отрезков коаксиальных, полосковых и микрополосковых линий передач.
Проектирование фильтра преселектора начинается с выбора конструктивного исполнения его элементов (резонаторов). Критериями выбора типа резонатора могут служить габариты, потери, широкополосность, простота изготовления и т.д.
Фильтры на полосковых и микрополосковых отрезках линий имеют большие потери, но более технологичны и широкополосны, а также малогабаритны.
В длинноволновой части СВЧ диапазона целесообразнее применять четвертьволновые резонаторы как имеющие наименьшие габариты.
Рассчитаем полосовой фильтр преселектора приемника по следующим исходным данным [1]:
1. средняя частота настройки приемника f=0,645ГГц;
2. полоса пропускания приемника Δf=10МГц;
3. промежуточная частота fп=30МГц;
4. ослабление зеркального канала приемника Sзк=70дБ.
Считая, что L=70, n=4. Так Наш приемник состоит из Вх. цепи и УРЧ, то избирательность по зеркальному каналу поделим поровну м/у входной цепью и УРЧ по 35 дБ с запасом
<img width=«572» height=«516» src=«ref-2_152724218-3006.coolpic» v:shapes="_x0000_s1030">
N=2, g0=1, g1=1,82, g2=0.66, g3=2.65
ρA=ρB=50 Ом, YA=1/ρA=0.02 См, YA=YB=0.02 См.
<img width=«92» height=«24» src=«ref-2_152727224-195.coolpic» v:shapes="_x0000_i1078">
На входе и выходе фильтр должен быть согласован с трактом с волноводным сопротивлением 50 Ом. Габариты фильтра должны быть минимальны.
1. Так как фильтр применяется в приемнике СВЧ, работающем в длинноволновой части дециметрового диапазона волн для сокращения габаритов фильтра используем для его построения четвертьволновые резонаторы и гребенчатую структуру.
2. Ввиду того, что требования к подавлению зеркального канала высокие выберем чебышевскую аппроксимацию характеристики затухания.
3. Зеркальный канал приемника расположен:
fз=f±2·fп=(645±60)МГц
Полоса запирания фильтра равна:
ΔFз=4·fп=120МГц
4. В соответствии с заданием полоса пропускания приемника, определяемая фильтрами УПЧ равна Δf=10МГц. Выберем полосу пропускания преселектора в несколько раз больше:
ΔF=8·Δf=80МГц.
5. Находим отношение:
ΔFз/ΔF-1=0.5
Из графиков рис. 2.3 [1] находим, что для подавления зеркального канала, равного L=70дБ, фильтр преселектора должен состоять из n=3 звеньев (резонаторов) при пульсациях на вершине характеристики ΔL=1дБ. поделим заданную избирательность между входной цепью и УРЧ, т.е. 40 и 40 дБ соответственно. Тогда из графика изображенного на рис.4 находим, что n
= 3.
Для реализации выберем микрополосковую несимметричную линию передачи на поликоре с εr=9.8.
6. Рассчитаем электрические характеристики фильтра при n=3.
Согласно заданию: ρA=ρB=50 Ом, YA=1/ρA=0.02 См, YA=YB=0.02 См.
Электрическую длину резонатора берем θ=π/4.
Волновое сопротивление фильтра принимаем равным ρai=70 Ом.
Yai=1/ρai=0.014 См.
По формуле (6.6) определяем эффективную диэлектрическую постоянную:
εэф=1+q(εr-1)=1+0.62(9.8-1)=6.6,
где q=0.55..0.85.
Параметры прототипа находим из таблицы 2.2 [4]:
g=1; g1=2.02; g2=0.99; g3=2.02; g4=1.
Из формулы (6.7) получаем:
<img width=«221» height=«51» src=«ref-2_152727419-559.coolpic» v:shapes="_x0000_i1079">
Находим промежуточные параметры.
w=ΔF/f=80/645=0.12
Yai/YA=0.014/0.02=0.7
<img width=«377» height=«51» src=«ref-2_152727978-862.coolpic» v:shapes="_x0000_i1080">
<img width=«220» height=«69» src=«ref-2_152728840-627.coolpic» v:shapes="_x0000_i1081">
<img width=«223» height=«69» src=«ref-2_152729467-634.coolpic» v:shapes="_x0000_i1082">
<img width=«295» height=«73» src=«ref-2_152730101-921.coolpic» v:shapes="_x0000_i1083">
<img width=«295» height=«73» src=«ref-2_152731022-932.coolpic» v:shapes="_x0000_i1084">
Находим нормированные емкости на единицу длины по формулам:
<img width=«297» height=«53» src=«ref-2_152731954-744.coolpic» v:shapes="_x0000_i1085">
<img width=«520» height=«49» src=«ref-2_152732698-1018.coolpic» v:shapes="_x0000_i1086">
<img width=«436» height=«49» src=«ref-2_152733716-917.coolpic» v:shapes="_x0000_i1087">
<img width=«299» height=«53» src=«ref-2_152734633-740.coolpic» v:shapes="_x0000_i1088">
<img width=«505» height=«48» src=«ref-2_152735373-1021.coolpic» v:shapes="_x0000_i1089">
Находим нормированные взаимные емкости между линиями по следующим формулам
<img width=«228» height=«43» src=«ref-2_152736394-450.coolpic» v:shapes="_x0000_i1090">
<img width=«263» height=«51» src=«ref-2_152736844-641.coolpic» v:shapes="_x0000_i1091">
<img width=«264» height=«51» src=«ref-2_152737485-647.coolpic» v:shapes="_x0000_i1092">
<img width=«228» height=«43» src=«ref-2_152738132-448.coolpic» v:shapes="_x0000_i1093">
Сосредоточенные емкости на концах линий находим по формуле:
<img width=«376» height=«47» src=«ref-2_152738580-756.coolpic» v:shapes="_x0000_i1094">
7. Проведем расчет конструкторских параметров.
Зададимся поперечным размером фильтра b=10мм и t/b=0.01.
Расстояние Si+1между полосками фильтра находим из графика рис 2.6 [1] и по рассчитанным взаимным емкостям Ci,i+1/ε:
S01/b=0.22; S12/b=0.55; S23/b=0.55; S34/b=0.22
S01=2.2мм; S12=5.5мм; S23=5.5мм; S34=2.2мм
Ширину полосок рассчитаем по следующим формулам:
<img width=«422» height=«41» src=«ref-2_152739336-914.coolpic» v:shapes="_x0000_i1095">
<img width=«424» height=«41» src=«ref-2_152740250-945.coolpic» v:shapes="_x0000_i1096">
<img width=«438» height=«41» src=«ref-2_152741195-1015.coolpic» v:shapes="_x0000_i1097">
<img width=«432» height=«41» src=«ref-2_152742210-1024.coolpic» v:shapes="_x0000_i1098">
<img width=«426» height=«41» src=«ref-2_152743234-936.coolpic» v:shapes="_x0000_i1099">
S0=1,9мм; S1=0,6мм; S2=0.59мм; S3=0.64мм; S4=2.2мм
Найдем уточненное значение эффективной диэлектрической проницаемости по формуле (6.30)
<img width=«203» height=«55» src=«ref-2_152744170-538.coolpic» v:shapes="_x0000_i1100">,
где h— высота подложки.
Получаем εэф=7.6
Найдем длину резонаторов:
<img width=«417» height=«53» src=«ref-2_152744708-863.coolpic» v:shapes="_x0000_i1101">
8. Рассчитаем потери фильтра в полосе пропускания. Расчет произведем в следующем порядке.
Определим потери в проводниках по выражению :
<img width=«108» height=«48» src=«ref-2_152745571-503.coolpic» v:shapes="_x0000_i1102">,
где b— поперечный размер резонатора, см, f— частота настройки фильтра, ГГц, α — находится из графика рис. 2.8 [1].
Qc=2000·1·0.78/2.54=614
Оценим потери в диэлектрике:
Qd=1/tgδ=10000
Определим добротность микрополосковой линии
<img width=«141» height=«47» src=«ref-2_152746074-401.coolpic» v:shapes="_x0000_i1103">
Потери на излучение снижают добротность резонатора, поэтому для несимметричной микрополосковой линии добротность вычисляют по формуле
Qо=ηQ=0.7·578=405,
где η=0.5..0.7.
Затухание определяется из
d=1/Qо=1/405=2.4·10-3
Проведем расчет потерь по (6.38). В результате получим:
<img width=«414» height=«38» src=«ref-2_152746475-894.coolpic» v:shapes="_x0000_i1104">
9. Эскиз фильтраприведен на рис.3
<img width=«445» height=«452» src=«ref-2_152747369-7369.coolpic» v:shapes="_x0000_i1105">
Рис. 3.
4.Усилитель радиочастоты.
Рассчитаем усилитель радиочастоты с центральной частотой f=0.6ГГц на биполярном транзисторе КТ391.
Из таблицы 2.3 [5], где приведены S-параметры транзистора при токе коллектора Iк=5мА и напряжении коллектора Uк=5В, видно, что на данной частоте транзистор находится в области потенциальной устойчивости (ОПУ). Коэффициент устойчивости транзистора составляет Ку=0,5<1.
S-параметры транзистора: S11=0.377, S12=0.04, S21=7.149, S22=0.756,
Φ11=-90.7, Φ12=58.8, Φ21=110, Φ22=-21.3
Коэффициент передачи номинальной мощности достигает максимального значения в режиме двустороннего согласования активного элемента:
<img width=«375» height=«44» src=«ref-2_152754738-1161.coolpic» v:shapes="_x0000_i1106">.(7.2)
Далее рассчитываем <img width=«28» height=«25» src=«ref-2_152755899-118.coolpic» v:shapes="_x0000_i1107">, для параллельного включения (рис. 2.16а)
<img width=«28» height=«25» src=«ref-2_152755899-118.coolpic» v:shapes="_x0000_i1108">=<img width=«165» height=«53» src=«ref-2_152756135-781.coolpic» v:shapes="_x0000_i1109"> =<img width=«368» height=«53» src=«ref-2_152756916-1167.coolpic» v:shapes="_x0000_i1110">
(2.18)
для последовательного включения (рис.2.16б)
<img width=«136» height=«47» src=«ref-2_152758083-342.coolpic» v:shapes="_x0000_i1111">
(2.19)
где <img width=«20» height=«28» src=«ref-2_152758425-109.coolpic» v:shapes="_x0000_i1112"> – коэффициент устойчивости транзистора, находящегося в ОПУ, <img width=«21» height=«28» src=«ref-2_152758534-113.coolpic» v:shapes="_x0000_i1113"> – параметры транзистора на той частоте диапазона, где <img width=«20» height=«28» src=«ref-2_152758425-109.coolpic» v:shapes="_x0000_i1114"> принимает наименьшее значение.
Далее рассчитывают S-параметры четырехполюсника, состоящего из стабилизирующего резистора. Для параллельного включения
<img width=«188» height=«41» src=«ref-2_152758756-433.coolpic» v:shapes="_x0000_i1115">
(2.20)
<img width=«240» height=«41» src=«ref-2_152759189-579.coolpic» v:shapes="_x0000_i1116">
Затем рассчитывают новые S-параметры составного АЭ, состоящего из каскадно включенных транзистора и стабилизирующего резистора:
<img width=«437» height=«47» src=«ref-2_152759768-980.coolpic» v:shapes="_x0000_i1117">; <img width=«101» height=«51» src=«ref-2_152760748-399.coolpic» v:shapes="_x0000_i1118">
(2.22)
<img width=«101» height=«51» src=«ref-2_152761147-395.coolpic» v:shapes="_x0000_i1119">; <img width=«180» height=«52» src=«ref-2_152761542-559.coolpic» v:shapes="_x0000_i1120">
: S11=0.377, S12=0.04, S21=7.149, S22=0.756,
Φ11=-90.7, Φ12=58.8, Φ21=110, Φ22=-21.3
гдеД=<img width=«67» height=«24» src=«ref-2_152762101-246.coolpic» v:shapes="_x0000_i1121">=1.45
В зависимости от требований к параметрам приемника усилитель может быть рассчитан в одном из двух режимов:
– в режиме минимального коэффициента шума;
– в режиме экстремального усиления.
Режим минимального коэффициента шума рассмотрен, например, в [9]. Рассмотрим режим экстремального усиления.
После расчета параметров усилителя по формулам 2.16-2.22 находят максимальный коэффициент усиления по мощности
<img width=«196» height=«57» src=«ref-2_152762347-775.coolpic» v:shapes="_x0000_i1122">
(2.23)
В (2.23) знак минус соответствует АЭ, находящемуся в ОБУ, знак плюс, находящемуся в ОПУ.
Экстремальные режимы достигаются при двустороннем комплексном согласовании на входе и на выходе АЭ:
<img width=«96» height=«29» src=«ref-2_152763122-300.coolpic» v:shapes="_x0000_i1123">; <img width=«97» height=«29» src=«ref-2_152763422-308.coolpic» v:shapes="_x0000_i1124">;
(2.24)
При этом входные и выходные сопротивления АЭ находят по формулам;
<img width=«139» height=«56» src=«ref-2_152763730-483.coolpic» v:shapes="_x0000_i1125">; <img width=«145» height=«56» src=«ref-2_152764213-514.coolpic» v:shapes="_x0000_i1126">;
(2.25)
где Z
– волновое сопротивление тракта (подводящих линий).
<img width=«185» height=«63» src=«ref-2_152764727-633.coolpic» v:shapes="_x0000_i1127">; <img width=«189» height=«63» src=«ref-2_152765360-654.coolpic» v:shapes="_x0000_i1128">
(2.26)
– оптимальные коэффициенты отражения от генератора и нагрузки. В формулах (2.26) <img width=«92» height=«25» src=«ref-2_152766014-263.coolpic» v:shapes="_x0000_i1129"> находятся из выражений:
<img width=«155» height=«27» src=«ref-2_152766277-452.coolpic» v:shapes="_x0000_i1130">; <img width=«157» height=«27» src=«ref-2_152766729-448.coolpic» v:shapes="_x0000_i1131">;
<img width=«220» height=«31» src=«ref-2_152767177-644.coolpic» v:shapes="_x0000_i1132">;
<img width=«221» height=«31» src=«ref-2_152767821-643.coolpic» v:shapes="_x0000_i1133">;
<img width=«195» height=«25» src=«ref-2_152768464-470.coolpic» v:shapes="_x0000_i1134">;
В выражениях (2.26) знак минус берется при <img width=«32» height=«27» src=«ref-2_152768934-132.coolpic» v:shapes="_x0000_i1135">>0, и знак плюс при <img width=«32» height=«27» src=«ref-2_152768934-132.coolpic» v:shapes="_x0000_i1136"><0. После выполнения этих расчетов переходят к расчету согласующих цепейОптимальные коэффициенты отражения составляют Гг опт=-0.64jи
Гн опт=0,65j
Определим входное и выходное сопротивления активного элемента на частоте 0,62ГГц (волновое сопротивление W=50 Ом):
<img width=«235» height=«49» src=«ref-2_152769198-513.coolpic» v:shapes="_x0000_i1137">
<img width=«219» height=«49» src=«ref-2_152769711-497.coolpic» v:shapes="_x0000_i1138">
Для согласования применим Г-образные цепи, состоящие из двух одношлейфовых трансформаторов на МПЛ. Первый шлейф, включенный параллельно, компенсирует реактивную составляющую проводимости АЭ, а второй шлейф, представляющий собой четвертьволновый трансформатор полного сопротивления, согласует действительную составляющую проводимости АЭ с характеристическим сопротивлением подводящих линий W01=W02=50 Ом. Для расчета параллельных шлейфов пересчитаем входное и выходное сопротивления АЭ в проводимости:
Yвх АЭ=1/Zвх АЭ=08,6-j6,8 См,
Yвых АЭ=1/Zвых АЭ=0,76-j3,5мСм,
Рассчитаем длины шлейфов схемы, полагая ε=5, h=1мм.
Шлейф 1 — четвертьволновый трансформатор с характеристическим сопротивлением
<img width=«203» height=«29» src=«ref-2_152770208-408.coolpic» v:shapes="_x0000_i1139">
Находим ширину полоски из :
<img width=«144» height=«52» src=«ref-2_152770616-670.coolpic» v:shapes="_x0000_i1140">
Ширина полоски составляет b1=1.38мм.
Длина полоски определяется из:
l=Λ/4,
где <img width=«97» height=«48» src=«ref-2_152771286-460.coolpic» v:shapes="_x0000_i1141">, εэф=4,2 — эффективная относительная диэлектрическая проницаемость среды в линии.
Длина полоски составляет l1=60мм.
Шлейф 2 — четвертьволновый трансформатор с характеристическим сопротивлением
<img width=«211» height=«29» src=«ref-2_152771746-423.coolpic» v:shapes="_x0000_i1142"> (7.10)
Ширина полоски составляет b2=6.1мм, длина полоски — l2=60мм
Шлейф 3 — четвертьволновый трансформатор с характеристическим сопротивлением
<img width=«211» height=«29» src=«ref-2_152772169-419.coolpic» v:shapes="_x0000_i1143"> (7.11)
Ширина полоски составляет b3=1,61мм, длина полоски — l3=60мм
Шлейф 4 — четвертьволновый трансформатор с характеристическим сопротивлением
<img width=«216» height=«29» src=«ref-2_152772588-428.coolpic» v:shapes="_x0000_i1144"> (7.12)
Ширина полоски составляет b3=16мм, длина полоски — l3=60мм
Схема УРЧ приведена на рис. 7.1
<img width=«366» height=«272» src=«ref-2_152773016-3603.coolpic» v:shapes="_x0000_i1145">
Рис.7.1.
8. ФСС.
Рассчитаем фильтр сосредоточенной селекции предварительного усилителя промежуточной частоты.
Фильтр должен иметь следующие характеристики: полоса пропускания составляет 5 МГц; избирательность по соседнему каналу 60 дБ; соседний канал отстроен от промежуточной частоты приемника на 5 МГц; нагрузкой фильтра служит входное сопротивление микросхемы 219УВ1А (усилитель ПЧ), которое составляет 25 Ом; промежуточная частота 94 МГц.
1. Ввиду высоких требований к избирательности данного фильтра, целесообразно выбрать фильтр с чебышевской характеристикой затухания.
2. Определим нормированную частоту.
Из задания: 2Δf=10МГц; f=fпч=90МГц; fн=100МГц; f-н=80МГц. Отсюда по выражению (8.1) рассчитаем нормированную частоту:
Ω=(fн-f-н)/2Δf=10/10=1 (8.1)
3. Пересчитаем заданное ослабление Sск=60дБ в неперы, считая, что 1дБ=0.115неп. В итоге получим ан=7 неп.
4. По этим значениям по графику определим количество звеньев, класс фильтра n=4.
5. Выберем схему прототипа (рис.1.3а [4]). Схема приведена на рис..
<img width=«442» height=«137» src=«ref-2_152776619-6476.coolpic» v:shapes="_x0000_i1031">
Рис.
6. Так как вход фильтра нагружен на сопротивление намного большее, чем его выход, будем считать r1=∞. Параметры фильтра прототипа определим из таблицы 1.10 [2].
Катушки индуктивности возьмем с добротностью Q=100.
Потери в элементах фильтра составляют
δ=f/[Q·Δf]=90*106 /100*5*106=0.18
а4=1,87; а3=1,69; а2=2,82; а1=0,504;
7. Переходим от элементов прототипа к элементам фильтра по следующим формулам (8.3):
<img width=«339» height=«47» src=«ref-2_152783095-661.coolpic» v:shapes="_x0000_i1146">
<img width=«396» height=«45» src=«ref-2_152783756-740.coolpic» v:shapes="_x0000_i1147">
<img width=«344» height=«47» src=«ref-2_152784496-691.coolpic» v:shapes="_x0000_i1148">
<img width=«380» height=«45» src=«ref-2_152785187-717.coolpic» v:shapes="_x0000_i1149">
<img width=«336» height=«47» src=«ref-2_152785904-675.coolpic» v:shapes="_x0000_i1150">
<img width=«403» height=«45» src=«ref-2_152786579-759.coolpic» v:shapes="_x0000_i1151">
<img width=«348» height=«47» src=«ref-2_152787338-689.coolpic» v:shapes="_x0000_i1152">
<img width=«417» height=«45» src=«ref-2_152788027-779.coolpic» v:shapes="_x0000_i1153">
Электрическая схема фильтра без учета потерь в элементах представлена на рис.8.2.
<img width=«334» height=«141» src=«ref-2_152788806-9323.coolpic» v:shapes="_x0000_i1032">
Рис.8.2.
Величина потерь фильтра в полосе пропускания составляет амин=0.25неп=2.174дБ. продолжение
--PAGE_BREAK--
9. Преобразователь частоты.
Преобразователь частоты состоит из смесителя, к которому подводится принимаемый сигнал, и гетеродина напряжение которого периодически изменяет параметры смесителя. На выходе смесителя выделяется сигнал преобразованной частоты f
П . В преобразователях с внешним гетеродином функции последнего выполняет отдельный электронный прибор. В преобразователях с внутренним гетеродином для смесителя и гетеродина используется общий электронный прибор.
При простом преобразовании частоты f
П =
f
Г –
f
С или f
П =
f
С –
f
Г.
9.1. Расчёт балансного смесителя.
В качестве смесителя используем двух диодный балансный смеситель (БС), наиболее подходящий для СВЧ приёмников. Ниже приведена эквивалентная и топологическая схемы рассчитанного двухшлейфного квадратного моста.
<img width=«525» height=«195» src=«ref-2_152798129-12575.coolpic» v:shapes="_x0000_i1033">
Исходные данные.
- <img width=«161» height=«44» src=«ref-2_152810704-392.coolpic» v:shapes="_x0000_i1154"> (f
=0.
62 ГГц)
- <img width=«79» height=«47» src=«ref-2_152811096-249.coolpic» v:shapes="_x0000_i1155"> — относительная полоса рабочих частот.
- N
БС ≤ 2 дБ (при коэффициенте шума УПЧ N
П = 2 дБ)
- Подложка БС из поликора (ε = 9,
tgδ = 0.005 ) толщиной h = <metricconverter productid=«0.5 мм» w:st=«on»>0.5 мм
- Волновое сопротивление проводящих линий W = 5О м.
- Материал проводников – медь с удельной проводимостью σ = 4.1·10
7 См/м
Выберем смесительные диоды с барьером шотки типа АЛ112Б, для которых
- Мощность гетеродина P
Г
опт = 3 мВт
- Потери преобразования αПР
≤ 6 дБ
- Шумовое отношение ηШ
= 0.85
- r
ВЫХ
сд =500 Ом
Расчёт.
1.Определяем волновое сопротивление основной линии <img width=«173» height=«44» src=«ref-2_152811345-422.coolpic» v:shapes="_x0000_i1156">
2. Для шлейфов <img width=«112» height=«24» src=«ref-2_152811767-230.coolpic» v:shapes="_x0000_i1157">. Находим ширину полоски основной линии и шлейфа:
<img width=«445» height=«53» src=«ref-2_152811997-996.coolpic» v:shapes="_x0000_i1158">
3.Эквивалентную диэлектрическую проницаемость рассчитываем по формуле:
<img width=«197» height=«96» src=«ref-2_152812993-694.coolpic» v:shapes="_x0000_i1159">
Для основной линии: ε
ЭЛ
= 7.13,
для шлейфовε
ЭШ
= 6.7.
4. Длину четвертьволнового отрезка основной линии и шлейфов найдем по формуле:
<img width=«351» height=«49» src=«ref-2_152813687-674.coolpic» v:shapes="_x0000_i1160">.
5. Рассчитываем потери в основной линии и шлейфах и шлейфах моста. Толщина скин-слоя в полосках:
<img width=«148» height=«48» src=«ref-2_152814361-372.coolpic» v:shapes="_x0000_i1161">
6.Поверхностное сопротивление проводника:
<img width=«159» height=«45» src=«ref-2_152814733-357.coolpic» v:shapes="_x0000_i1162">
7.Полные потери проводимости оцениваются по формуле:
<img width=«140» height=«45» src=«ref-2_152815090-455.coolpic» v:shapes="_x0000_i1163">
Для основной линии и шлейфа имеем:
<img width=«405» height=«41» src=«ref-2_152815545-862.coolpic» v:shapes="_x0000_i1164">
Потери проводимости отрезка основной линии и шлейфа соответственно равны:
α
ПЛ
=
β
ПЛ
·
l
Л
= 0.10 дБ;
α
ПШ
=
β
ПШ
·
l
Ш
= 0.11 дБ
8. Погонные диэлектрические потери в подложке микрополосковой линии рассчитываются:
<img width=«229» height=«99» src=«ref-2_152816407-836.coolpic» v:shapes="_x0000_i1165">
<img width=«339» height=«91» src=«ref-2_152817243-1141.coolpic» v:shapes="_x0000_i1166">
<img width=«253» height=«99» src=«ref-2_152818384-887.coolpic» v:shapes="_x0000_i1167">
<img width=«339» height=«91» src=«ref-2_152819271-1111.coolpic» v:shapes="_x0000_i1168">
9.Диэлектрические потери в основной линии и шлейфа:
α
ДЛ
=
β
ДЛ
·
l
Л
= 2.24 ·10
-6
дБ;
α
ДШ
=
β
ДШ
·
l
Ш
= 2.4 ·10
-6
дБ
10. Полные потери основной линии и шлейфа и моста:
α
1
=
α
ПШ
+
α
ДШ
= 0.11+0.158=0.268 дБ = 0.0268 неп;
α
2
=
α
ПЛ
+
α
ДЛ
= 0.10+0.
044
=
0.0144
неп;
11. Коэффициент стоячей волны входных плеч моста равен:
<img width=«151» height=«51» src=«ref-2_152820382-460.coolpic» v:shapes="_x0000_i1169"> , <img width=«257» height=«52» src=«ref-2_152820842-716.coolpic» v:shapes="_x0000_i1170">дб
12. Развязка изолированного плеча (развязка между сигналом и гетеродином):
<img width=«205» height=«51» src=«ref-2_152821558-693.coolpic» v:shapes="_x0000_i1171"> , <img width=«316» height=«52» src=«ref-2_152822251-942.coolpic» v:shapes="_x0000_i1172">дб
Потери моста: <img width=«179» height=«25» src=«ref-2_152823193-485.coolpic» v:shapes="_x0000_i1173">, <img width=«311» height=«25» src=«ref-2_152823678-688.coolpic» v:shapes="_x0000_i1174">
На этом расчет квадратного моста закончено.
13. Находим необходимую мощность гетеродина на входе БС, полагая оптимальную мощность гетеродина, равной паспортной и пренебрегая потерями моста:
P
Г = 2 ·
α
М ·
P
Г
опт = 0.222 мВт
Считаем, что смесительные диоды подобны в паре, тогда:
r
БС
= 0.5 ·
r
ВЫХ сд
= 250 Ом
α
БС
=
α
ПР
= 6 дБ
η
БС
=
η
Ш
= 0.85
14. Определим шумовое отношение гетеродина по формуле : η
Г
=
η
Г о ·
P
Г
Величина ηГ озависит от типа гетеродина, частоты гетеродина и величины промежуточной частоты, и лежит в пределах от единицы до нескольких десятков мВт. Полагаем ηГ о =
10 <img width=«55» height=«25» src=«ref-2_152824366-209.coolpic» v:shapes="_x0000_i1175">, тогда: ηГ
= 2.2 ·10
-3.
15. Общий коэффициент шума БС преобразователя частоты определяется по формуле:
<img width=«331» height=«51» src=«ref-2_152824575-702.coolpic» v:shapes="_x0000_i1176">
Полагая, что коэффициент подавления шума гетеродина SШ
= 20 дБ, находим:
<img width=«345» height=«45» src=«ref-2_152825277-700.coolpic» v:shapes="_x0000_i1177">.
6. Расчет импульсного детектора.
1. Для детектирования радиоимпульсов используем последовательный диодный детектор на диоде Д2В с параметрами Сд=1пФ, Ri=160Ом, выполненный по схеме:
<img width=«655» height=«195» src=«ref-2_152825977-2927.coolpic» v:shapes="_x0000_i1178">
В таких детекторах используют германиевые диоды.
2.Определим ёмкость конденсатора и сопротивление нагрузки равна:
С
Н=10 С
Д— С
М= 7 пФ,
где СД= 1 пФ – ёмкость диода, СМ= 3 пФ– монтажная ёмкость.
<img width=«173» height=«47» src=«ref-2_152828904-392.coolpic» v:shapes="_x0000_i1179">, после этого определим коэффициент передачи Кд,
<img width=«147» height=«45» src=«ref-2_152829296-398.coolpic» v:shapes="_x0000_i1180">, тогда. из графика 9,2 найдём Кдкоторый равен 0,99., зная егоиз графика 9,5 находим <img width=«85» height=«48» src=«ref-2_152829694-266.coolpic» v:shapes="_x0000_i1181">, отсюда<img width=«189» height=«25» src=«ref-2_152829960-348.coolpic» v:shapes="_x0000_i1182"> где (для последовательного детектора)
3. Проверим соотношение, <img width=«112» height=«45» src=«ref-2_152830308-307.coolpic» v:shapes="_x0000_i1183"> при невыполнении которого заметно падает коэффициент передачи детектора КД : 1,5*10-6>> 1,06*10-8
4. Вычислим индуктивность нагрузки
<img width=«189» height=«27» src=«ref-2_152830615-361.coolpic» v:shapes="_x0000_i1184">,
где Q
H= 0.6,R
H
K= 1.65·
R
H= 358.05 КОм.
5. Для улучшения фильтрации напряжение промежуточной частоты служит дроссель настраиваемый собственной ёмкостью Сф= 2 пФна частоту:
f
ф= (0.5…0.7)
f
п= 45 МГц
6.Определим индуктивность дросселя.
<img width=«203» height=«41» src=«ref-2_152830976-441.coolpic» v:shapes="_x0000_i1185">.
7. Расчет пьезоэлектрического фильтра.
Исходные данные:
— ƒ
= ƒ
ПЧ = 30 МГц;
— ƒ
-Н = 24.9 МГц; ƒ
Н = 25.3 МГц;
— R
= 1000 Ом;
1. Ширина полосы пропускания одного канала Δƒ
= 0.2 МГц.
2. В полосе задерживания при расстройке средней частоты на Δƒ = ± 200 КГц затухание должно быть не меньше α
= 50 дБ.
3. Материал кварц АТ – среда.
Расчет:
1.Определяем нормированную частоту:
<img width=«169» height=«47» src=«ref-2_152831417-401.coolpic» v:shapes="_x0000_i1186">
2. Определяем граничную частоту полосы задерживания фильтра прототипа НЧ:
<img width=«163» height=«47» src=«ref-2_152831818-421.coolpic» v:shapes="_x0000_i1187">
По графику на рис.18 определяем класс фильтра n:
<img width=«167» height=«43» src=«ref-2_152832239-366.coolpic» v:shapes="_x0000_i1188">
n = 5
Из таб. 3 в приложении находим значения элементов фильтра
3.Прототип фильтра выглядит так:
<img width=«248» height=«149» src=«ref-2_152832605-1036.coolpic» v:shapes="_x0000_i1189">
4. Преобразовываем НЧ прототип в узкополосный с одинаковыми индуктивностями α1. Величину нормированной индуктивности находим как:
<img width=«109» height=«43» src=«ref-2_152833641-268.coolpic» v:shapes="_x0000_i1190">
5. Переходим к схеме МПФ:
<img width=«678» height=«169» src=«ref-2_152833909-3522.coolpic» v:shapes="_x0000_i1191">
6. Выполняем расчет частного резонатора
<img width=«287» height=«48» src=«ref-2_152837431-689.coolpic» v:shapes="_x0000_i1192">
7. Вычисляем коэффициенты связи между резонаторами:
<img width=«448» height=«48» src=«ref-2_152838120-805.coolpic» v:shapes="_x0000_i1193">
8. Определяем расстояния между резонаторами по формуле (25):
<img width=«239» height=«48» src=«ref-2_152838925-550.coolpic» v:shapes="_x0000_i1194"> — толщина пластины, где <img width=«289» height=«51» src=«ref-2_152839475-731.coolpic» v:shapes="_x0000_i1195">
Задаёмся величиной частотного понижения Δ = 0,015 и вычислим правые части неравенства
<img width=«164» height=«44» src=«ref-2_152840206-394.coolpic» v:shapes="_x0000_i1196">, <img width=«185» height=«44» src=«ref-2_152840600-416.coolpic» v:shapes="_x0000_i1197">
Определяем конструктивные параметры ς по формуле:
<img width=«147» height=«43» src=«ref-2_152841016-345.coolpic» v:shapes="_x0000_i1198">; <img width=«141» height=«43» src=«ref-2_152841361-325.coolpic» v:shapes="_x0000_i1199">
По графику на рис.9 находим нормированные частоты:
η = 0.18; η
∞ = 0.15;
<img width=«405» height=«43» src=«ref-2_152841686-792.coolpic» v:shapes="_x0000_i1200">;
<img width=«471» height=«43» src=«ref-2_152842478-903.coolpic» v:shapes="_x0000_i1201">
Теперь переходим к расчету расстояния между резонаторами непосредственно:
<img width=«352» height=«99» src=«ref-2_152843381-1433.coolpic» v:shapes="_x0000_i1202">
N
1и N
3 определяются по графику: N
1 = N
3 = 0.9
10. Выбираем размеры пластины = 22х12х0,204мм;
11. Рассчитаем эквивалентную динамическую индуктивность и ёмкость по формулам:<img width=«167» height=«48» src=«ref-2_152844814-428.coolpic» v:shapes="_x0000_i1203">, где ρ= 2649,e
26 = -0.095
<img width=«411» height=«48» src=«ref-2_152845242-882.coolpic» v:shapes="_x0000_i1204">
<img width=«223» height=«48» src=«ref-2_152846124-478.coolpic» v:shapes="_x0000_i1205">
Номинальная индуктивность резонатора: <img width=«203» height=«43» src=«ref-2_152846602-443.coolpic» v:shapes="_x0000_i1206">
Статическая ёмкость C
равна: <img width=«328» height=«44» src=«ref-2_152847045-709.coolpic» v:shapes="_x0000_i1207">
Сопротивление нагрузки на входе и выходе фильтра:
<img width=«351» height=«49» src=«ref-2_152847754-730.coolpic» v:shapes="_x0000_i1208">
Величину дополнительной ёмкости связи определим по формуле:
<img width=«156» height=«45» src=«ref-2_152848484-374.coolpic» v:shapes="_x0000_i1209">, где <img width=«232» height=«49» src=«ref-2_152848858-532.coolpic» v:shapes="_x0000_i1210">
C
СВ = 2
C
= 1.4 мФ
12. Переходим к схеме МПФ:
<img width=«445» height=«164» src=«ref-2_152849390-14475.coolpic» v:shapes="_x0000_i1034">
13. Конструкция фильтра.
<img width=«516» height=«171» src=«ref-2_152863865-20451.coolpic» v:shapes="_x0000_i1035">
продолжение
--PAGE_BREAK--
еще рефераты
Еще работы по коммуникациям
Реферат по коммуникациям
Аналого-цифровое преобразование сигналов
2 Сентября 2013
Реферат по коммуникациям
Информационная защищенность волоконно-оптических линий связи
2 Сентября 2013
Реферат по коммуникациям
Сущность и алгоритм некогерентного накопления сигнала
2 Сентября 2013
Реферат по коммуникациям
Проектирование линейного тракта волоконно-оптических систем передачи
2 Сентября 2013