Реферат: Многопозиционная фазовая модуляция в системах спутниковой связи с МДЧ

Описание системы

Произведемкраткое описание системы.

Чтобыобеспечить связь между различным количеством объектов,

находящихся на большом расстоянии друг от друга часто наибо-

леецелесообразно использовать системы спутниковой связи(CCC).

Принципсвязи с помощью искусственных спутников Земли(ИСЗ)

заключается в передачесигналов с одной или нескольких зем-

ных станций (ЗС) на ИСЗ с ихпоследующей ретрансляцией всем

ЗСсистемы.Устройством, осуществляющем прием сигналов

от передающей(-их) ЗС, ихусиление и передачу в направлении

приемной(-ых) ЗС, являетсябортовой ретранслятор (БРТР) рас-

положенный на ИСЗ.

Понятие МНОГОСТАНЦИОННОГОДОТУПА.

Ширина полосы частот БРТРИСЗ составляет окло 400-500 МГц.

Эта полоса делится на 10-12частотных диапазонов, которые

называются СТВОЛАМИ.В каждомизтаких стволов можно обеспе

чить ретрансляцию десятков идаже сотен сигналов различных

ЗС.Но такая«одновременная» ретрансляция в одном стволе

требует, чтобы сигналамкаждой ЗС был присвоен определенный

признак, по которому онибудут различаться.Существует нес-

колько таких признаковкаждый из которых определяет соотве-

тствующий способ многостанционногодоступа (МД). Применяюв основном три вида МД:

- МД С ЧАСТОТНЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ (МДЧР)

- МД С ВРЕМЕННЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ (МДВР)

- МД С КОДОВЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ (МДКР)

В соответствии с ТЗ в даннойработе рассматривается ССС, ис-

пользующая МДЧР с равномерной расстановкой частот сигналов.

МДЧР предусматриваетприсвоение сигналам каждой ЗС своей

несущей частоты.Несущиечастоты разносятся так, чтобы спек-

тры соответствующихколебаний не перекрывались:

f1 f2 f3 fN

fс - ширина полосы частотсигнала одной ЗС.

fзащ — защитный промежутокмежду сигналами соседних ЗС.

fств — ширина полосычастот, отведенная данному стволу.

Все космические каналы связи в первомприближении можно рассматривать как каналы гауссовского типа.Это допустимо,поскольку в космических каналах связи можно не считаться с эффектоммноголучёвости, а возможные флюктуации сигнала из-за случайных измененийположений антенн ИСЗ на траектории сравнительно невелики и их можноучесть, выбрав соответствующий коэффициент запаса ( см. 3 стр 342 ).

Таким образом имеем линию связи «ИСЗ-Земля»со свободным распространением сигналов и гауссовский канал связи.

2.Выбор показателей качества системы.

Важной задачей является выбор критериеви показателей качества (ПК) системы. ПК — это параметры, которые являютсяопределяющими в оценке качества работы системы.ПК может быть только такойвнешний варьируемый параметр, который связан с качеством системы строгомонотонной зависимостью.Т.о. мы можем принять за ПК колличество земных станций(N) ситемы, ретранслируеммых в одном стволе БРТР.

3.Понятиеуравнения связи.
Опираясь на исходные данные, можно выразить отношениесигнала к шуму Qс на входе приёмника как функцию параметров системы.Т.о.величина Qс имеет отношение к сигналу, пришедшему на вход приёмника.

Задавшись видом сигнала (пусть это будетФМн сигнал), можно определить НЕОБХОДИМОЕ отношение сигнал/шум Qтр на входеприёмника, при котором обеспечивается требуемая скорость передачи информации.Величина Qтр имеет непосредственное отношение к ПРМ.

В реальных условиях необходимопринимаить во внимание влияние межсимвольных искажений, неидеальностьсинхронизации, нестабильность порогов в решающих устройствах и т.п. По этимпричинам величину Qтр необходимо увеличивать и тогда можно функциональносвязать все параметры системы с помощью условия, называемого УРАВНЕНИЕМ СВЯЗИ:Qс>=Kc*Qтр, где Кс — коэффициент запаса, учитывающий влияние всех этихнеблагоприятных факторов.Обычно Кс принимается равным 2--4.(см 1). Выолнениеэтого уравнения будет означать, что энергетика линии позволяет обеспечитьзаданные требования.Определение конкретных значений Qс и Qтр проводится настадии энергетического расчета линии связи.(см.1 )

4.Энергетическийрасчет.

В идеальном свободном пространстве отношение средней мощности сигнала на входе ПРМ к средней мощности шума,учитываемой в полосе, занимаемой спектром сигнала, равно:

Pпд *КПА1 *КПА2 *G1*Sэ

Qc ид.=(Pc/Pш)ид.=------------------------------------ 4*п*r^2*Nо сум*дf'э

здесь: -- Pпд =10 Вт (см.ТЗ)- мощность БРТР

— G1=Ga/КПД=1000/0.75=1333 -КНД антенны БРТР

(Коэффициент направленного действия определяется отношением коэффициентаусиления антенны Ga=30Дб (см.ТЗ) к коэффициенту её полезного действия, которыйобычно составляет 0.6--0.8.При расчёте положено КПД=0.75(30Дб=1000)

— КПА1, КПА2 — коэффициенты, характеризующие потери в антенных трактах систем,которые зависят от протяжённости антенно-фидерных трактах, которые соединяютантенну с ПРМ в приёмнике и антенну с ПРД в передатчике, наличия разделительныхфитльтров в трактах и т.п. Значения КПА1 и КПА2 обычно составляют 0.95--0.4(см1.стр41).Примем КПА1 и КПА2 равными среднему из этого интервала значению:0.65

— Sэ=(КИП*п*D^2)/4 — эффективная площадь раскрыва антенны ПРМ, где КИП — коэффициент использования антенны ПРМ.Для реальных параболических антенн КИПсоставляет 0.5 — 0.75 (теореоичеки идеальное значение: 0.83) (см.6 стр377),п=3.1415926, D=7м — диаметр антенны ПРМ ЗС (ТЗ); т.о. Sэ= 23 м^2.

— r=36000000 м^2 -- протяжённость линии связи (будем считать, что ИСЗ находитсяна геостационарной орбите, т.к. с точки зрения экономичности устройств антенныхсистем — это выгодно, правда призводить запуск на геостационарную орбиту — дороже, нежели на эллиптическую (см.1 стр18)).

-- Nо сум =(1.38*10^(-23))*Тш — суммарная спектральная плотность шума на входеПРМ, где Тш — результирующая шумовая температура на входе ПРМ, Тш=Тк+Тат+Тз+Тша+Тв+Тш пр /КПМВ, где КПМВ — коэффициент передачи мощностиволноводного тракта (КПМВ обычно составляет 0.75) Тв=То*(1-КПМВ/КПМВ)=91 К--шумовая температура (ш.т.) волноводного тракта; ----Тш пр — ш.т. ПРМ (втаблице Тш пр обозначено как Тш ср, равная средней температуре из приведённыхв таблице интервалов ш.т. для различных типов усилителей см. ниже); Тк — ш.т.космоса, Тз= 2.9 — ш.т. Земли ( при условии, что мощность боковых лепестков ДНПРМ ЗС в 100 раз меньше главного) Тат — ш.т. атмосферы (70 — 150 К), Тша — ш.т. антенны. Примем, что Тк+Тат+Тз+Тша =100 К, тогда при меняющемся типеусилителя будем иметь разные Тш, а следовательно и разные значения сигнал/шум.

— дfэ -- эквивалентная шумовая полоса ПРМ ЗС, которая определяется ширинойспектра сигнала. Т.к. скорость передачи информации при многопозиционном сигнале( М положений фазы, при рассмотрении ФМн сигналов) R=(log(M))/t, где t — длительность элементарной посылки, и т.к. ширина спектра сигналов одногоканала дfс=1/t, то ширина спектра сигналов всей станции дfст, равнаядfэ=(R/log (M))*N, где N=50 — колличество телефонных каналов на одной ЗС, R=64 Кбит/с — стандартная скорость передачи цифрового сообщения. Величина М втаблице (см. ниже) изменяет.

В реальных условиях фактическое отношениесигнала к шуму на входе ПРМ уменьшается по сравнению с идеальным в связи с :

— потерями мощности Lа за счёт неточного

наведения антенн ПРД и ПРМ; обычно значение Lа лежит в интервале 0.9 — 0.8 (от -0.5 до -1 дБ).Пусть Lа= 0.8 (см.1 стр 41)

--потерямиLальфа за счёт поглощения и рассеивание энергии сигнала из-за неидеальности свойств среды (осадки, туман, угол места антенны, рабочая частота.. .); Значение Lальфа принадлежит интервалу 0.8 — 0.5, что составляет около -1-- -3 дБ.Пусть Lальфа=0.6

— потерями поляризации Lп, возникающими из-за несоответствия поляризаций антеннПРД и ПРМ. Lп составляет от -0.5 до -3 дБ, что соответствует 0.5--0.9.

Т.о. фактическое отношение сигнала к шумуQc факт. будет в Lа*Lалфа*Lп=0.8*0.6*0.6=0.288 раз меньше (см.табл.).

Определим Qтр — требуемое, дляудовлетворения заданной точности приёма (Рош), отношение сигнала к шуму,которое должно быть на входе ПРМ. При этом рассматриваются М-ичные ФМн сигналы:

— для двоичных сигналов выражение для Qтримеет вид:

Qтр=2*ln(1/2*Рош)/Бс*(1-Рs)

— для М-ичных сигналов :

Qтр=(ln((M-1)/M*Рош))/sin^2(п/М), (Бс=1),

где Бс=t*дfc — база сигнала (для ФМн сигналов Бс=1),t — длительность посылки сигнала (длительность информационного символа), дfс — ширина спектра сигнала, Рош=0.00001 — заданная в ТЗ вероятность ошибки приприёме сигнала.

В реальных условиях необходимо приниматьво внимание влияние межсимвольных искажений, неидеальность синхронизации,нестабильность порогов в решающих устройствах и т.п. Поэтому величину Qтрнеобходимо увеличивать в Кс ( 2--4) раз и для успешного приема необходимовыполнение соотношения:

Qc>=Kc*Qтр

Результаты расчёта по формулам для Q cид,Qc факт,Qтр, а также проверка выполнения вышеуказанного условия приведены вследующей таблице:

Изпредставленной таблицы видно, что в данной системе из энергетическихсоображений можно использовать ФМн-сигналы с М равным 2,4 и частично 8.

4.Расчет показателя качества системы

Показателемкачества данной системы является колличесво земных станций, ретранслируемых водном стволе БРТР (N).

Вобщем случае N=Dfствола/Dfстанции, где

--Dfствола — полоса частот, отведенная для одного ствола. дfствола=70 МГц(см.ТЗ.)

— Dfстанции — ширина спектра сигнала одной ЗС,ретранслируемой в данном стволе. Dfстанции=Dfс*Nк, (Nк=50 — число телефонных каналов на одной ЗС (см.ТЗ.), дfс — ширина спектра сигналов одного канала). Т.к. Dfс=R/log M(где R=64 кбит/с), то Dfстанции=Nк* *(R/log M)=64000*50/log M.(здесь, ранее идалее log имеет основание 2, исключая случаи, где оно не оговорено отдельно).

Далееприведена таблица расчета значений N в зависимости от различных М :

Кратность ФМ-сигнала Dfстанции, кГц N 2 3200 21.875 4 1600 43.75 8 1066.667 65.625

Встремлении достичь максимума показателя качества N, естественно выбрать сигналФМн с М=8 (N=65).

5.О построении ФМ и АФМ сигналов.

Воснову принципов построения ФМ сигналов заложено формальное расположение mсигнальных точек на окружности с радиусом R, зависящем от мощности (энергиипосылки) сигнала, на равных расстояниях с угловым интервалом 2*p/m радиан. Примеры совокупностей сигнальных точек-векторов для случаевm=2,4,8,16:

/>/>а) б) в) г)

Еслина посылке передается гармоническое колебание с параметрами a,w,j, тогда

____________________

__ ó __ __

R=\/E= ôa^2*sin^2(w*t+j)dt =a*\/ T/ \/ 2

Данноезначение R совпадает с евклидовым расстоянием между центром окружности и любойточкой на ней. Для 2-х позиционного ФМ сигнала (рис. а) расстояние междусигланьными точками 2*\/E — это максимально возможное расстояние между точкамикруга с радиусом \/E. Оно полностью определяет потенциальную помехоустойчивостьданной 2-х позиционной системы.

Расстояниемежду двумя гармоническими сигналами S1 и S2 длительностью Т1 отличающимися по фазе на угол j

d=(S1,S2)= (S1(t)-S2(t))^2dt = (a*sin(w*t+j)-a*sinw*t)^2dt =

______________ ____ _______

=\/ (a^2)*T(1-cosj) =\/2*E *\/1-cosj , где E=(a^2)*T/2

Нижеприведена таблица расчетов рассояний dm между ближайшими вариантами сигнала вm-позиционных системах с ФМ и соответствующих проигрышей (по минимальномусигнальному расстоянию), текущей системы двухпозиционной (см. 7 стр 49.):

Кратность манипуляции К Число фаз m Минимальная разнсть фаз Минимальное евклидово расстояние между сигналами dm d2/dm, дБ 1 2 p 2*\/E 2 4 p/2 \/2*E=1.41*\/E 3.01 3 8 p/4 \/(2-\/2)E=0.765\/E 8.34 4 16 p/8

\/(2--\/2+\/2)E=

=0.39\/E

14.2 5 32 p/16

\/(2--\/2+\/2+\/2)E=

=0.196\/E

20.2

Равномерноеразмещение всех сигнальных точек на окружности, т.е. использование равномощныхсигналов, отличающихся лишь фазой, является оптимальным только для 2-х, 3-х и4-х позиционных случаев. При m>4 оптимальными будут неравномощные сигналы,которые кроме отличия по фазе имеют различие по амплитуде. Размещены ониравномерно, обычно внутри окружности, радиус которой определяется максимальнодопустимой энергией сигнала. С точки зрения теории модуляции такие сигналыотносятся к сигналам с комбинированной модуляцией, при которой одновременнoизменяется несколько параметров сигнала. В данном случае амплитуда и фаза(сигналы с амплитудно-фазовой манипуляцией АФМн). Простейший принцип построениясигналов с АФМн состоит в том, что сигнальные точки размещаются на двухконцентрических окружностях. Однако, этот путь не всегда приводит коптимальному результату. Например: 8-ми позиционный сигнал с АФМн:

___

4сигнала размещены на окружности с радиусом R=\/E , а 4 на окружности r<Rсо сдвигом по фазе p/4 (сигнальные точки расположены рядом с ихсоответствующими номерами). Данная совокупность сигналов оптимизируется покритерию максимума минимального расстояния между сигналами, путём выбораотношения радиусов R и r. Оптимальное отношение R/r=1.932 определяется чисто изгеометрических соображений: чем больше r, тем больше расстояние междусигнальными точками окружности радиуса r, но тем меньше расстояния между этимиточками и токами окружности радиуса R. Пэтому искомый максимум R/r достигаетсятогда, когда эти расстояния будут равны т.е. равносторонним будет треугольник854, а это будет только тогда, когда искомое отношение равно указанному. Приэтом оптимальном отношении минимальное расстояние между сигналами d8=0.73\/E(см.7.стр.51). Это расстояние меньше, чем у системы 8-ми позиционныхФМн-сигналов, расположенных на одной окружности радиуса R(см. последнюютаблицу). Таким образом, в случае трехкратной системы размещение сигнальныхвекторов на двух концентрических окружностях не дает выигрыша. Оптимальным покритерию максимума минимального расстояния оказывается простейшая 8-мипозиционная система с АФМн, у которой 7 сигнальных точек размещены наокружности радиуса R=\/E/>, а восьмой сигнал равен нулю:

МИНИМАЛЬНОЕРАССТОЯНИЕ У ТАКОЙ СИСТЕМЫ d8=0.86\/E, ЧТО БОЛЬШЕ, ЧЕМ d8 ФМн.

Далеерассмотрим 16-позиционные АФМн-сигналы.

Расстояниемежду ближайшими сигнальными точками в 16-ти позиционной ФМн системеd16=0.39\/E, что соответствует проигрышу в 14.2 дБ по сравнению с 2-хпозиционной (см. посл. табл.). В круге данного радиуса можно построить лучшуюсистему сигналов с АФМн. Примером построения такой системы является система, укоторой нечётные сигналы равномерно размещены на окружности большого радиуса синтервалом p/4, а чётные — с тем же интервалом на окружностименьшего радиуса, но с общим сдвигом по фазе относительно нечётных на угол p/8:

/>/>

Оптимальноесоотношение между радиусами R/r=1.587. При этом отношении минимальноерасстояние между сигналами d16=0.482\/E. Таким образом минимальное расстояниемежду сигналами в 16-ти позиционной АФМн сигнале больше, чем в аналогичной ФМн.Следовательно и помехоустойчивость в 16-типозиционной АФМн системе выше притаком расположении векторов, чем в аналогичной ФМн системе, при равномерномразмещении сигнальных точек на окружности.

Другимярким примером 16-ти позиционных АФМн сигналов является система, в которойсикнальные точки размещены в узлах квадратной решетки:

/> />

Минимальноерасстояние между сигнальными точками (d16=0.47\/E) хоть и меньше, чем впредыдущем примере, но такой сигнал удобен с точки зрения практическойреализации.

Привсех своих достоинствах АФМн сигналы имеют довольно серьёзный недостаток — это неравномощность вариантов. По этой причине возникают определённые трудностикак при их передачи(особенно при наличии нелинейных преобразований, которыеобычно имеют место, например на БРТР), так и при оптимальной обработке. По этимпричинам в рассматриваемой здесь системе не будем переходить от 8-мипозиционных ФМн сигналов к аналогичным АФМн (хотя необходимо отметитьотносительно весомое превосходство последних по помехоустойчивости). Однако, втом случае, если необходимо в одном БРТР ретранслировать число станций большее,чем 65 (при Pош=const), то придётся сделать переход к сигналам с шестнадцатьюпозициями фазы, т.к. при возрастании m в сигналах с ФМн, при равномерномрасположении сигнальных точек на окружнсти, резко ухудшается помехоустйчивость.8-ми позиционные сигналы АФМн довольно часто нахoдят применение именно по этойпричине.

6.Приемник земной станции.

Вобщем случае спектр сообщения на входе приемника ЗС выглядит следующим образом:

/>/>

Требуетсявыделить сигналы от каждой станции, следовательно необходим блок полосовыхфильтров:

/>/>

Упрощеннаяструктурная схема приемника ЗС:

/>/>

Обозначенияна схеме: Ф-высокочастотный фильтр, УВЧ- усилитель высокой частоты(параметрический, ЛБВ и т.д.), СМ — смеситель (преобразователь частоты; взависимости от ширины спектра сигнала и несущей частоты возможно одно, два илидаже три преобразования частоты; ограничимся в данном приемнике одним ПЧ, еслиже полученной при этом избирательности по зеркальному каналу в общем трактеокажется недостаточно, придется переходить на 2-х кратное ПЧ и т.д.); Г-гетеродин; ПФ — полосовые фильтры; т.к. от них требуется высокая крутизна АЧХ,то обычно в качестве ПФ используются фильтры Чебышева или Баттерворта высокогопорядка; УПЧ — усилители промежуточной частоты: в них осуществляется основноеусиление, полоса пропускания УПЧ Dfупч=Dfстанции+dfнест, гдеdfнест=0.00001--0.000001- запас на нестабильность частоты.Пустьdfнест=0.00001, тогдаdfнест=0.00001*fo =0.00001*11 Ггц; ОД- общийдемодулятор, РУ — решающее устройство; ВСК — временной селекторный каскад (внем происходит разделение каналов); КД — канальные демодуляторы, выделяющиесообщение; Дек. — ЦАП.

Рассмотримработу некоторых узлов приемника более подробно.

1)Общий демодулятор.

Наинтервале длительностью Т из совокупности известных равномощных сигналов S1(t),S2(t), ..., Sm(t) (в данном случае m=8) переданным считается сигнал Si (t),если

ó ó

ôx(t)*Si(t)dt>ôx(t)*Sj(t)dt

õ õ

j=1,2,...m.i не равно j

гдех(t) — принятый сигнал (1)

Таккак принимаемый сигнал — ФМ, то входящие в (1) опорные сигналы Sj представляютсобой гармонические колебания с соответствующими начальными фазами Sj= sin (wt + jj); j=1,2,...,m.

Общаясхема когерентного демодулятора с ФМ m=8 [7, стр.95]

/>/>

Схемасодержит m=8 корреляторов и решающее устройство сравнения и выборамаксимального из выходов корреляторов. Вопросы реального формирования опорныхколебаний описаны в (7)Число опорных колебанийи соответственно корреляторов вдемодуляторе сигналов с ФМ меньше, чем число вариантов фазы. Число опор многопозиционных ФМ сигналов может быть сведено к двум, если применитьсоответствующий вычислитель.

Пустьимеются свертки принятого сигнала x(t) и квадратурных опорных колебаний спроизвольной начальной фазой jо, т.е.

Xo=ôx(t)*sin(wt+jo)

(2)

Xo=ôx(t)*cos(wt+jо)

Тогдалюбой из интервалов: входящих в алгоритм (1), можно представить через (2) поформуле:

Vi=Xo*cos(jj-jo) +Yo*sin(jj-jo) (3),

следовательно общая схемакогерентного демодулятора сигналов с многопозиционной ФМн может бытьпредставлена в следующем виде:

/>/>

Вэтой схеме автономный генератор и фазовращатель на p/2 вырабатывают квадратурные опорные колебания с произвольной начальнойфазой jо; в 2-х корреляторах вычисляются проекции принятогосигнала на эти опорные колебания, в вычислителе по формуле (3) вычисляютсязначения Vj, а затем определяется максимальное из них. Для работы схемынеобходимы точные значения разностей jj-jo между фазами вариантов принимаеиого сигнала и фазой опорногоколебания в корреляторах. Эти разности фаз после их нахождения вводятся ввычислитель.

Подробныесведения о работе демодуляторов сигналов с много позиционной ФМ можно найти в[7].

2)Система синхронизации

Всистеме синхронизации есть подсистемы:

а)подсистема тактовой синхронизации;

б)подсистема, обслуживающая декодер (ЦАП);

в)подсистема, управляющая разделением каналов.

7.Учет недостатков МДЧР при равномерной расстановке частот сигналов.

ПриМДЧР вследствие одновременного воздействия многих сигналов на нелинейныйвыходной усилитель мощности ствола ретранслятора, возникает ряд нежелательныхэффектов: снижается общая полезная мощность на выходе УМ; появляютсяинтермодуляционные искажения из-за нелинейности амплитудной характеристики УМ,происходит взаимное подавление сигналов. Эти недостатки приводят к снижениюпропускной способности систем, под которой понимаем число станций (сигналов),обслуживаемых одним стволом БРТР.

Сигнал,занимающий среднее положение в полосе частот ствола, при равномерномраспределении мощностей сигналов находится в наихудшем положении, так как нанего приходится наибольший уровень интермодуляционных искажений Еслинеобходимо выровнять помехоустойчивость приемников различных станций, тораспределение мощностей сигналов должно быть принято неравномерным.

8.Заключение

Вкурсовом проекте дано краткое описание спутниковой системы связи с МДЧР сравномерной расстановкой частот сигналов; достаточно подробно выполнен раздел,посвященный выбору сигнала и перспективам применения в данной системе сигналовс АФМ; менее подробно рассмотрены вопросы приема выбранного сигнала. Болееполные сведения о тех или иных разделах данной работы можно получить изсоответствующих первоисточников, которые указаны по тексту.

ТЕХНИЧЕСКОЕЗАДАНИЕ НА ККК.

1. Тип системы: ССС с МДЧР

2. Число телефонных каналов на данной земной станции (ЗС) — 50.

3.Средняя частота работы ретранслятора (РТР)

fo=11 ГГц

4.Вероятность ошибки на 1 символ:

Рош=10^(-5)

5.Коэффициент усиления антенны бортового РТР

Gaпрд =30 дБ

6.Диаметр антенны приемника ЗС

Daпрм=7 м

7.Ширина полосы частот, отводимая стволу Df ств=70 Мгц