Реферат: Проектирование передатчика

/>Исходные данные изадание на проектирование

Номерварианта                                                            7

1. Мощностьна выходе фидера                                   75 Вт

2. Диапазонрабочих частот                                         8,0-30 МГц

3. Уровеньподавления внеполосных излучений                 40 дБ

4. Сопротивлениефидера                                            50 Ом

5. Питание отсети переменного тока                          220 В


/>/>/>Содержание

Исходные данные и заданиена проектирование

Условные обозначениясимволы и сокращения

Введение

1. Обоснование и выборструктурной схемы

2. Расчет выходногокаскада радиопередатчика

2.1. Выбор транзистораоконечного каскада

2.2. Расчет коллекторнойцепи

2.3. Расчет базовой цепи

2.4. Расчет цепикоррекции АЧХ

2.5. Расчет фильтранижних частот

2.6. Расчеттрансформаторов на длинных линиях

2.8. Расчет катушекиндуктивности и блокировочных элементов

2.9 Вторичный источник питания

Заключение

Библиографический список



/>Условные обозначениясимволы и сокращения

АМ – амплитуднаямодуляция

ОМ – однополоснаямодуляция

ТДЛ – трансформатор надлинных линиях

ФНЧ – фильтр нижнихчастот

ЧМ– частотная модуляция


Введение

Большойпрактический интерес к ОМ и широкое внедрение радиооборудования с ОМ, особеннов КВ диапазоне объясняется известными преимуществами этого вида модуляции посравнению с АМ и ЧМ.

Очевидным иважным преимуществом ОМ является наиболее узкая полоса частот, занимаемаясигналом с ОМ в радиоканале. Она почти равна полосе исходного модулирующего сигнала.Полоса частот, занимаемая колебанием с АМ, по меньшей мере в 2 раза шире. Благодаряэтой особенности ОМ ее применение в системах радиосвязи позволяет почти в 2раза по сравнению с АМ уменьшить необходимые полосы радиоканалов и тем самымувеличить вдвое число действующих радиосвязей в одном и том же диапазонечастот.

Важнымпреимуществом ОМ перед АМ является возможность получения в системах радиосвязис ОМ энергетического выигрыша.

При АМ всёпередаваемое сообщение заключено в каждой из боковых полос, так как одна полосапо составу является зеркальным отражением другой. Несущая частота играетвспомогательную роль – переносит информацию о точном значении частоты и фазыколебаний, необходимых для одновременного синфазного детектирования обоих полосАМ сигнала. Без потери передаваемой информации одну из полос можно исключить.Это позволит вдвое сократить занимаемую в эфире полосу частот, но в то же времявдвое уменьшит напряжение на выходе детектора приемника, так как теперьдетектируется лишь одна боковая полоса. Экономии энергии передатчика это недает, так как средняя относительная мощность боковых полос в АМ сигналеневелика (порядка 2%).


/>1. Обоснованиеи выбор структурной схемы

Связныепередатчики коротковолнового диапазона (f = 1,5-30,0 МГц) работаютв режиме однополосной модуляции (ОМ). Однополосный сигнал формируетсяфильтровым методом на относительно низкой частоте (500 кГц) и переносится спомощью преобразователей частоты в рабочий диапазон. Многократноепреобразование сигнала сопровождается появлением большого числа комбинационныхсоставляющих, которые при неудачном выборе частот преобразования могут попастьна вход усилителя мощности и создать помехи вне рабочего диапазона передатчика.

Структурнаясхема современного диапазонного передатчика с однополосной модуляцией должнастроиться так, чтобы снизить вероятность излучения паразитных колебаний и свестик минимуму число перестраиваемых цепей в промежуточных и оконечном каскадахпередатчика.

Рассмотримвариант структурной схемы диапазонного передатчика с ОМ, удовлетворяющегоизложенным выше требованиям (рис. 1.1).

/>

Рис. 1.1. Структурная схемаоднополосного передатчика

Звуковойсигнал с микрофона (М) усиливается усилителем низкой частоты (1) и попадает набалансный модулятор БМ1 (2). На второй вход БМ1 поступает напряжение с опорногогенератора (3) с частотой f0. Частота этого генератора стабилизированакварцем. Значение частоты f0определяется АЧХ электромеханического фильтра(ЭМФ) и выбором рабочей боковой полосы (верхней или нижней). На выходе первогобалансного модулятора получается двухполосный сигнал с ослабленной несущей.Степень подавления несущей частоты на выходе передатчика (в антенне)определяется балансным модулятором и ЭМФ, а нежелательной боковой полосы –только параметрами ЭМФ. Последующие каскады не могут изменить степеньподавления этих составляющих однополосного сигнала.

С выхода ЭМФоднополосный сигнал поступает на второй балансный модулятор (5). На другом еговходе – сигнал вспомогательной частоты f1. Частота f1 выбирается выше верхнейрабочей частоты передатчика – fB. При таком выборе комбинационная частота навыходе БМ2 f1 + f0также будет выше верхней частоты рабочего диапазона передатчика. Следовательно,колебания вспомогательного генератора f1 и продукты преобразования первого порядка счастотами f1 + f0, если они попадут на вход усилителя мощности, не создадут помех врабочем диапазоне проектируемого передатчика.

Относительнаярасстройка между комбинационными частотами на выходе БМ2, как правило, невелика, поэтому селекция нужной комбинационной частоты должна осуществлятьсяпьезокерамическим фильтром (ПФ) или фильтром на поверхностных акустическихволнах (7). Полоса пропускания этого фильтра должна быть не меньше полосыпрозрачности ЭМФ.

Однополосныйсигнал с выхода ПФ в балансном модуляторе БМ3 (8) смешивается с частотой f2. Источником этихколебаний служит синтезатор сетки дискретных частот, генерирующий сетку вдиапазоне f2H-f2B<sub/>с заданным шагом. Частотаf2 выбирается выше f1, то есть выше рабочегодиапазона. Частоты рабочего диапазона от fН до fB получаются на выходеБМ3. Они равны разности частот f2 и промежуточной частоты на выходе полосовогофильтра(7) f= f2 – f1 – f0.

Эти частотывыделяются фильтром нижних частот (10), частота среза которого равна верхнейчастоте рабочего диапазона fB.

Однополосныйсигнал формируется на малом уровне мощности 1-5 мВт. До заданного уровня навыходе передатчика он доводится линейным усилителем мощности.

Цепи связипромежуточных каскадов делают широкополосными, перекрывающими весь диапазонпередатчика. Здесь не ставится задача фильтрации высших гармоник, решаетсятолько проблема согласования входного сопротивления следующего каскада свыходным предыдущего. Широкое применение находят трансформаторы на длинныхлиниях (ТДЛ) и цепи, обеспечивающие постоянное входное сопротивлениеусилительного каскада.

Кдостоинствам передатчика, выполненного в соответствии со структурной схемойрис. 1.1, следует отнести следующее:

– минимальноечисло коммутируемых цепей. Изменяется только частота синтезатора икоммутируется фильтрующая цепь на выходе передатчика,

– малаявероятность возникновения внеполосных излучений как следствие особенностей выборачастот преобразования. [2]


2.Расчет выходного каскадарадиопередатчика

В оконечномкаскаде радиопередатчика необходимо усилить имеющийся сигнал до заданноймощности при этом проходная характеристика транзистора должна быть линейной и уголотсечки коллекторного тока θ=90º (невыполнение этих требованияприводит к нелинейным искажениям).

В данномслучаем целесообразно оконечный каскад выполнить по двухтактной схеме, чтопозволяет при отдачи транзисторами мощности меньшей, чем стандартном напряжениипитания повысить надежность устройства; а также при использовании данной схемыподавляются четные гармоники на 15-20 дБ, следовательно уменьшится порядок ФНЧ необходимогодля подавления внеполосного излучения. Так как проектируемый каскад явлетсяширокополосным, то выберем в качестве схемы связи генератора с нагрузкой ТДЛ. Всвязи с падением коэффициента усиления по току β с увеличением частотынеобходима цепь коррекции АЧХ.

/>2.1 Выбор транзистораоконечного каскада

Для выходногокаскада однополосного радиопередатчика, как сказано выше, необходимо выполнитьдвухтактную схему, в которой транзисторы должны быть идентичны. Для выборатранзистора необходимо руководствоваться следующими параметрами:

- транзистордолжен отдавать необходимую мощность в нагрузку;

- таккак передатчик однополосный, то необходимо, чтобы проходная характеристика былалинейной.

Как правило,для генерации заданной мощности в нагрузке в определенном диапазоне частот можноподобрать целый ряд транзисторов. При одинаковой выходной мощности ГВВ на этихприборах будут иметь разный КПД и коэффициент усиления по мощности. Из группытранзисторов нужно выбрать тот, который обеспечивает наилучшие электрическиехарактеристики усилителя мощности.

Коэффициентполезного действия каскада связан с величиной сопротивления насыщения транзистора– r нас ВЧ. Чем меньше его величина,тем меньше остаточное напряжение в граничном режиме и выше КПД генератора.

Коэффициентусиления по мощности КР зависит от ряда параметров транзистора –коэффициента передачи тока базы bо, частоты единичного усиленияfт и величины индуктивностиэмиттерного вывода LЭ. При прочих равных условиях КР будет тем больше, чем вышезначение bо, f T и меньше LЭ.

Из этихусловий выберем транзистор КТ927А, который имеет следующие параметры:

Параметрыидеализированных статических характеристик.

Сопротивлениенасыщения транзистора на высокой частоте rнас ВЧ=0.4 Ом.

Сопротивлениеутечки эмиттерного перехода R у.э>0.1 кОм.

Коэффициентусиления по току в схеме с ОЭ на низкой частоте (f→0) βо=15..50.

Сопротивлениематериала базы 0.2 Ом.

Сопротивлениеэмиттера 0.01 Ом.

Граничная частотаусиления по току в схеме с ОЭ fт=100..200 МГц.

Барьернаяемкость коллекторного перехода Ск=120..190 пФ при Ек=28В.

Барьернаяемкость эмиттерного перехода Сэ=1700..2500 пФ при Еэ=5В.

Индуктивностьвывода эмиттера 5 нГн.

Индуктивностьвывода базы 5 нГн.

Допустимыепараметры

Предельноенапряжение на коллекторе Uкэ доп=70 В.

Обратноенапряжение на эмиттерном переходе Uбэ доп=3.5 В.

Постояннаясоставляющая коллекторного тока Iко. макс. доп=20А.

Максимальнодопустимое значение коллекторного тока Iк. макс. доп=30А.

Диапазонрабочих частот 1.5..30 МГц.

Тепловыепараметры

Максимальнодопустимая температура переходов транзистора tп.доп=200ºС.

Тепловоесопротивление переход – корпус Rпк=1.5ºС /Вт.

Энергетическиепараметры

Экспериментальныехарактеристики при работе в условиях, близких к предельно допустимым покакому-либо признаку (параметру) и ограничивающих мощность транзистора так,чтобы гарантировать достаточную надежность его работы;

f' =30 МГц.

P'н >75 Вт.

К'н=13.4..16.

η'=40..52%.

Е'к=28В.

Режим работылинейный < -30 дБ.

Выберемкоэффициент полезного действия согласующей цепи ηсц=0.85.

Следовательномощность на выходе одного плеча двухтактной схемы определится как />.

P1=44 Вт.

/>2.2 Расчет коллекторнойцепи

Расчет коллекторной цепи выходноготранзисторного каскада проводится по методике, изложенной в [2, 5] – расчет ГВВна заданную мощность, вернее расчет одного плеча симметричной двухтактной схемына половинную мощность.

Особенность расчета в данном случае втом, что согласующий трансформатор можно выполнить лишь для определенногонабора коэффициентов трансформации, поэтому рассчитаем выходное сопротивлениеколлекторной нагрузки одного плеча двухтактной схемы при напряжении питания Eк=28 В; выбрав коэффициент трансформации и соответствующее емусопротивление коллекторной нагрузки, рассчитаем коллекторную цепь.

Крутизна линии граничного режима

/>

Sгр=2.5 А/В

Коэффициентиспользования коллекторного напряжения

/>                          (2.1)

/>

Амплитуданапряжения на коллекторе

Uк=ξгр·Eк                                                                                         (2.2)

 

Uк=0.9·28=25.2 В

Сопротивлениеколлекторной нагрузки

/>                                                           (2.3)

Rкэ=2·25.22/44=7.22Ом

Выберемкоэффициент деления

Сопротивлениеколлекторной нагрузки двух плеч двухтактного генератора 14.44 Ом

Сопротивлениенагрузки, согласно заданию на проектирование 50 Ом.

Отношениедвух сопротивлений и будет коэффициент трансформации 0.28. Ближайшийкоэффициент 0.25. Rкэ=6.25 Ом

Дляопределенного сопротивления нагрузки проведем расчет коллекторной цепи.

/>                                                        (2.4)

Uк=23.45 В

Амплитудапервой гармоники коллекторного тока

/>                                                               (2.5)

/>

Постояннаясоставляющая коллекторного тока

/>,                                                        (2.6)

где:

α1(θ) –коэффициент Берга α1(90º)<sub/>=0.5;

αо(θ) –коэффициент Берга α0(90º)<sub/>=0.319

Iко=2.394 А

Максимальныйколлекторный ток

/>                                                          (2.7)

Iк max =7.504 A

eк minгр =Iк max·rнас ВЧ                                                          (2.8)

eк minгр =7.504·0,4=3 В

Напряжениепитания

Eк= eк minгр+Uк                                                      (2.9)

Eк=3+23.45=26.45 В

Потребляемаямощность от источника коллекторного питания

Po<sub/>max=EкIко                                                                                                   (2.10)

Po<sub/>max=26.45·2.394=63.32 Вт

Коэффициентполезного действия коллекторной цепи

/>

/>

Максимальноенапряжение на коллекторе не должно превышать допустимого значения Uкэ доп=70 В

Uк max=Eк+1.25·Uк

Uк max=26.45+1.25·23.45=55.76Вт


2.3 Расчет базовой цепи

Вширокодиапазонных двухтактных генераторах при работе транзисторов с угломотсечки θ=90º (класс В) важно, чтобы в импульсах ток перекосов небыло так, как при этом отсутствуют нечетные гармоники (3ω, 5 ω,…) Устранениеперекосов в импульсах достигается включением шунтирующего добавочногосопротивления Rд между выводами базы и эмиттера транзистора. Сопротивление Rд выбирают так, чтобывыровнять постоянные времени эмиттерного перехода в закрытом и открытомсостояниях:

/>

/>,              (2.11)

/>

/>                                             (2.12)

/>

Выберем изряда номинальных значений

Rбк=249 Ом

/>

χ=1.44

Амплитудатока базы

/>                               (2.13)

Iб=2.186 А

Максимальноеобратное напряжение на эмиттерном переходе

/>           (2.14)

После расчетаполучаем: />, следовательно необходимоуменьшить добавочное сопротивление.

Rд =12.1 Ом

/>

Постояннаясоставляющая базового тока

/>                                                      (2.15)

/>

Постояннаясоставляющая эмиттерного тока

Iэо=Iко+Iбо

Iэо=2.462 А

Максимальноеобратное напряжение на эмиттерном переходе

/>          (2.16)

Еб=– 0.535 В

Значения Lвх ОЭ, rвх ОЭ, Rвх ОЭ и Свх ОЭ вэквивалентной схеме входного сопротивления транзистора (см рис 2.2):

/>                                (2.17)

Lвх.оэ =13.47 Гн

/>       (2.18)

Ска– барьерная емкость активной части коллекторного перехода (Ска=(0.2..0.3)Ск)

rвхоэ=1.797 Ом

/>  (2.19)

Rвхоэ=4.47 Ом

/>                                                 (2.20)

/>

/>

/>

Рис 2.1 Схема замещениявходной цепи

Активная иреактивная составляющие входного сопротивления транзистора Zвх=rвх + jXвх

/>

/>              (2.21)

rвх=1.886 Ом

/>

/>

/>

/>                                              (2.22)

Хвх=1.91Ом

Входнаямощность

/>

Рвх=4.5Вт

Коэффициентусиления по мощности одного плеча двухтактной схемы

/>

Кр=9.78


2.4 Расчетцепи коррекции АЧХ

В диапазонесредних и высоких частот (f>0.3fт/βо), что наиболее характерно припостроении широкодиапазонной входной цепи транзистора, надо, во-первых,учитывать снижение модуля коэффициента усиления β от частоты, во-вторых,использовать более сложную эквивалентную схему входного сопротивлениятранзистора.

Частотнаязависимость коэффициента передачи тока базы β(jω) приведена на рис.2.2, а. Передаточная характеристика каскада ШПУ (рис. 2.2) T(p) определяетсяпроизведением передаточных характеристик цепи коррекции Tк(р) и транзистора β(p). При заданной Т(р) вчастотной или временной области задача заключается в отыскании аналитическоговыражения /> и синтеза цепи коррекции.

Для плоскойчастотной характеристики мощности в нагрузке /> принижней частоте диапазона /> выражениедля Tк(р) существенно упрощается:

/>/>,

где βо– коэффициент передачи тока базы на низкой частоте,

ωβ– граничная частота по коэффициенту передачи тока базы.

То есть цепь коррекции должна создатьлинейно увеличивающийся с частотой ток базы (рис. 2.2, б, прямая 1). Подобнуючастотную зависимость в ограниченном диапазоне частот можно сформировать спомощью последовательного контура, возбуждаемого от источника ЭДС (рис. 2.3).Структура контура совпадает со структурой входной цепи транзистора (часть рис.2.4, обведенная пунктиром). Частотная зависимость тока контура (кривая 2 нарис. 2.2, б) близка к линейной. Напряжение на ёмкости контура при этом определяетнапряжение на переходе база-эмиттер транзистора и частотную зависимость токаколлектора: />, (кривая 3, рис. 2.2, б).

Нормированныевеличины элементов контура, выраженные через неравномерность частотнойхарактеристики мощности в нагрузке />,определяются по следующим соотношениям:

/>.

В частности,при значении параметра δ=0.1 α1=0.93, α2=0.68ток коллектора на границе полосы пропускания уменьшается до значения />.

Определимзначение добротности на верхней частоте входной цепи транзистора

/>,                                                (2.23)

Qвх=1.415.

Так как Qвх >0.68, то последовательнос выводом базы нужно включить добавочный резистор

/>                                  (2.24)

Rдоб=1.937 Ом

Емкостькорректирующей цепи рассчитывается по формулам:

/>; />;/>.  (2.25)

r=3.734 Ом

С=1.32 нФ

Скор=1.57нФ

Для того чтобы создать режим источникаЭДС для последовательного контура (рис. 2.3), сделать входное сопротивлениекаскада чисто активным и частотно-независимым, на входе цепи устанавливаетсядополняющая цепь с элементами (рис. 2.4):

/>;

R'д=3.734 Ом

/>; />; />.

L=13.47 нГн

Lд=18.4 нГн

Сд=966пФ

Для двухтактнойсхемы после расчета корректирующих элементов у одного транзистора (на одноплечо схемы) значения Lд увеличивают в 2 раза, а Сд уменьшаютв 2 раза, а для симметрии схемы оставляют два сопротивления Rд

Сд=483пФ

Lд=36.8 нГн

2.5 Расчет фильтра нижних частот

Дляфильтрации гармоник тока коллектора в широкополосных передатчиках применяютпереключаемые фильтры (ФНЧ или полосовые) с коэффициентом перекрытия по частотеKf не более 1.6-1.7, т.е.делят рабочий диапазон на несколько поддиапазонов и в каждый устанавливают свойфильтр, переключение, как правило, осуществляется синхронно с перемещением подиапазону.

Выберемаппроксимацию частотной характеристики – фильтр Чебышева.

Коэффициентперекрытия передатчика по частоте

/>                                                      (2.26)

Kfn=3.75

Числопереключаемых фильтров:

/>                                                (2.27)         

k*=3

Разобьем весьдиапазон, в котором работает радиопередатчик на три:

1. fн=8 МГц               fв=12.5 МГц

2. fн=12.5 МГц         fв=20.5 МГц

3. fн=     20.5 МГц    fв=30 МГц 

Рассчитаемфильтр нижних частот для первого диапазона.

Требуемыйуровень подавления внеполосных излучений

aтр =40дБ.

Прииспользовании двухтактной схемы уровень подавления высших гармоник

aдт=15 дБ.

Минимальнодопустимое затухание, которое должен обеспечить фильтр в полосе задержания:

/>

aф=25 дБ.

Производитсянормирование частот: при этом частота среза фильтра (fср=12.5 МГц) принимаетсяравной

ωср =1

Частотагарантированного подавления (в данном случае должна подавляться вторая гармоника2·8 МГц)

/>                                         (2.28)

ωs=1.28

Из приложения4 [6] определяем порядок фильтра и неравномерность в полосе пропускания.

Фильтр 7порядка с неравномерностью 0.177 дБ.

Нормированныеэлементы фильтра:

С'1=1.335

L'2 =1.385

C'3=2.240

L'4=1.515

C'5=2.240

L'6=1.385

C'7=1.335

Проведемденормировку параметров фильтра

С= Кс ·С';L= КL<sub/>·L';

/>;       />                               (2.29)

Рис 2.6Фильтр нижних частот

С1=339.891 пФ

L2=884.23 нГн

C3=570.30 пФ

L4=964 нГн

C5=570.30 пФ

L6=884.2 нГн

C7=339.891 пФНарис 2.7. изображен коэффициент усиления по напряжению ФНЧ

Для настройкифильтра каждая емкость представлена в виде параллельного соединения двухконденсаторов постоянного и подстроечного (см приложение 1)

2.6 Расчет трансформаторов на длинных линиях

ТДЛ воконечном каскаде при использовании двухтактной схемы необходимы для подавлениячетных гармоник (T1) и согласования оконечного каскада с нагрузкой (Т2, Т3). РасчетТДЛ производился по методике, изложенной в [5].

Выбортребуемых значений индуктивностей трансформаторов

ТрансформаторТ1:

ωн·Lпр1>>Rкэ

Пусть ωн·Lпр1=15Rкэ=93.75 Ом, тогда

Lпр1=1.865 мкГн

ТрансформаторТ2:

/>;/>;/>                    (2.30)

Lпр2=7.46 мкГн

ТрансформаторТ3

/>;/>                                     (2.31)

Lпр3=2.49 мкГн

Выберемферрит 400НН‑1 с

μн=400±80

Допустимыеудельные потери P'ф=0.2–1Вт/см3

fкр=3.9 МГц при Q=50

fкр=6.0 МГц при Q=10

Расчет Т1:

Выберемстандартный кольцевой ферритовый сердечник

D=25мм, d=12 мм, h=9мм

Выберемкабель РП‑6–7–11

ВолновоесопротивлениеW=6.3Ом

Погоннаяемкость Спог=780 пФ/м

Допустимоенапряжение Uдоп=300 В

Допустимыйток Iдоп=11 А

Амплитудамагнитной индукции при допустимых потерях:

/>                                                 (2.32)

на частоте fн Q=40

B8раб ≤0.012–0.028 Тл

B30раб≤4.62·10-3-0.01Тл

С запасомпримем

B8раб=6·10-3 Тл

B30раб=2.3·10-3 Тл

Определяемминимальный объем сердечника на частоте fн=8 МГц:

/>                                                                  (2.33)

Uпр =23.45 B

Vмин=1.629 см3

Выберем сердечникс:

внешнимдиаметром D=25мм;

внутреннимдиаметром d=12мм;

высотой h=9 мм.

Среднийдиаметр ферритового кольца Dcp=0.5 (D+d)                  (2.34)

Dср=1.85 см.

Сечениесердечника S=0.5h (D-d)                                                   (2.35)

S= 0.585 см2

Объемсердечника V=π·Dср·S                                                         (2.36)

V=3.4 см3

Число витков кабеля

/>                                            (2.37)

ω1=2.76=3витка

Продольнаяиндуктивность

/>                                                      (2.38)

Lпр.расч=4.55 мкГн

Рассчитаннаяиндуктивность получилась больше требуемой: уменьшим число витков

ω =2витка

Lпр.расч=2.02 мкГн

Длина линии lл =(D-d+2h) ω (lл<0.02λ)

lл=6.2 см

ТрансформаторТ3:

ТДЛ Т3 можнонамотать на том же сердечнике, что и Т1. При этом необходимо использоватьдругой кабель.

Выбор кабеля

Волновоесопротивление

/>

Rвх – сопротивлениедвухтактной схемы

W=25 Ом

Кабель КВФ‑25

a=2.49 мм; с=1 мм;

Амплитудамагнитной индукции при допустимых потерях была определена при расчететрансформатора T1.

Число витковопределяется в соответствии с (2.37)

ω3=4 витка

Продольнаяиндуктивность (2.38):

Lпр. расч=8.09 мкГн

Оценимвеличину магнитной индукции первого сердечника

/>                                                                (2.39)

ω – общеечисло витков трансформаторов Т1 и Т3

На частоте fн=8 МГц

B8раб=1.14·10-3 Тл

На частоте fв=30 МГц

B30раб=3·10-3 Тл

Удельныетепловые потери в феррите

/>                                                                             (2.40)

На частоте fн=8 МГц

Р'ф 8=1.62·10-3Вт /см3

На частоте fв=30 МГц

Р'ф30=4.3·10-4Вт/см3

Мощностьпотерь в сердечнике

Pф = Р'ф·V                                                                                (2.41)         

Pф=9.5·10-4 Вт

ТрансформаторТ2:

Возьмемферритовый сердечник с такими же параметрами, что и у трансформатора Т1.

Всоответствии с (2.37) определим необходимое число витков (Lпр2=7.46 мкГн, Uпр=3Uк)

ω2=4витка

Lпр. расч=8.09 мкГн

Длина линии lл=12.4 см

Оценимвеличину магнитной индукции второго сердечника

ω –число витков второго сердечника

На частоте fн=8 МГц

B8раб=5.98·10-3 Тл

На частоте fв=30 МГц

B30раб=1.59·10-3 Тл

Удельныетепловые потери в феррите

На частоте fн=8 МГц

Р'ф 8=45·10-3Вт /см3

На частоте fв=30 МГц

Р'ф30=24·10-4Вт/см3

Мощностьпотерь в сердечнике

Pф=26·10-3 Вт

/>2.7 Расчет катушекиндуктивности и блокировочных элементовРасчеткатушек индуктивности фильтра.

Определимдиаметр провода по известному току I (в амперах), допустимому перегреву (40–60) ºСповерхности провода и частоте f (МГц).

/>                                                               (2.42)         

d=0.67 мм

Выберем изстандартный диаметр провода d=0.69 мм

Индуктивностьоднослойной цилиндрической катушки со сплошной намоткой:

L= Lo n·D·10-3                                                      (2.43)

Lo<sub/>– параметр, зависящий от l/D    

l/D=1.5

D=1 см

Для L =964 нГн в соответствии с(2.43) определим число витков

n=14 витков

Шаг намотки

τ=l/n

τ=1.07 мм

Для L =884.2 нГн в соответствиис (2.43) определим число витков

n=13 витков

Шаг намотки

τ=1.15 мм

Блокировочныйдроссель L (L) выберем из стандартныхна ток Iко=2.4А

ДМ – 2,4–20

Конденсаторы C выбираются из условия

/>

С =159 нФ

Выберем изряда конденсатор с емкостью С=0.15 мкФ

КонденсаторыС выбираются из условия

/>

С =0.33мкФ


2.8 Вторичный источник питания

Блок питаниядолжен обеспечивать постоянное напряжение Uист=26.45В

Ток Iист=15 А.

Схемавторичного источника должна содержать следующие элементы:

- понижающийтрансформатор

- диодныймост с фильтром

- стабилизатор

К142ЕН‑9Вс выходным напряжением 27В

Нестабильностьюпо напряжению 0.05%

- эмиттерныйповторитель для усиления по току


/>Библиографическийсписок

1.  Методические указания ккурсовому проектированию по дисциплине «Устройства формирования сигналов» / Л.И. Булатов,Б.В. Гусев. Екатеринбург: Изд-во УГТУ, 1998, 35 с.

2.  Методические указания ккурсовому проектированию по дисциплине «Устройства формирования радиосигналов» /Л.И. Булатов, Б.В. Гусев. Екатеринбург: Изд-во УГТУ, 1998, 30 с.

3.  Радиопередающиеустройства: Учебник вузов / В.В. Шахгильдян, В.Б. Козырев, А.А. Луховкини др.; Под ред. В.В. Шахгильдяна. М: Радио и связь, 1990. – 432 с.

4.  Проектированиярадиопередающих устройств: Учеб. Пособие для вузов / В.В. Шахгильдян, В.А. Власов,А.А. Козырев и др.; Под ред. В.В. Шахгильдяна. М: Радио и связь,1993, 512 с.

5.  Шумилин М.С., Власов В.А.,Козырев А.А. Проектирование транзисторных каскадов передатчиков. М: Радиои связь, 1987, 320 с.

6.  Ханзел Г.Е. Справочникпо расчёту фильтров. США, 1969: Пер. с англ. под ред. Знаменского М.: Сов.Радио, 1974.

еще рефераты
Еще работы по коммуникациям и связям