Реферат: Модуль АФАР
Исходные данные:
1. Назначение передатчика — передающий модуль;
2. Мощность: P вых =0,5 Вт; P вх 20 мВт.
3. Диапазон частот: f вых =0,5 ГГц; f вх =0,25 ГГц.
4. Характеристика сигналов, подлежащих передаче: ЧМ-сигнал.
5. Место установки — борт ЛА.
6. R напр =50 Ом.
1. Введение
На современном этапе развития радиоустройств СВЧ все большее применение находят передающие, приемные и приемопередающие активные фазированные антенные решетки (АФАР), в которых излучатели (или группа излучателей) связаны с отдельным модулем, содержащим активные элементы в виде различного типа генераторных и усилительных каскадов и преобразователей частоты колебаний, а также пассивные умножители частоты.
В передающей АФАР активная часть отдельного модуля, возбуждаемого от общего задающего генератора, фактически имеет функциональную схему, аналогичную схеме усилительно-умножительного СВЧ-тракта радиопередающего устройства, выполненную на генераторах с внешним возбуждением. В качестве активных приборов этих генераторов во многих практических случаях используются полупроводниковые СВЧ-приборы, позволяющие повысить надежность и долговечность модулей АФАР по сравнению с модулями на электровакуумных СВЧ-приборах, при обеспечении средней выходной мощности модуля до десятков и сотен ватт (при использовании схем сложения СВЧ-мощностей) в дециметровом диапазоне и до десяти ватт в сантиметровом диапазоне.
В том случае, когда частота колебаний на выходе модуля в целое число раз больше, чем на его входе, один из генераторных каскадов модуля должен быть умножителем частоты. Функциональная схема передающей АФАР, в модулях которой применены умножители частоты, приведена на рис. 1.
Введение умножителя частоты в модуль АФАР позволяет на выходе модуля получить колебания с определенной мощностью на тех частотах, на которых полупроводниковый усилитель уже неработоспособен. Сказанное в наибольшей степени относится к мощным усилителям на транзисторах, предельные рабочие частоты которых в настоящее время не превышают 6-7 ГГц. Поэтому малогабаритные модули АФАР дециметрового диапазона волн на полупроводниковых приборах, построенные на основе транзисторного усилителя мощности и последующего умножителя частоты, имеют генераторную часть.
Обычно при проектировании генераторной части модуля АФАР с умножением частоты бывают заданы P вых, f вых, f вх, а также значение P вх. В результате проектирования определяется число умножительных и усилительных каскадов в генераторной части модуля, типы активных приборов и электрических схем, используемые в каскадах, значения параметров режима активных приборов и элементов схем каскадов, а также вид конструктивного выполнения каскадов.
2. расчет Структурной схемы модуля АФАР
Структурная схема модуля АФАР представлена на рис. 2.
Имея заданную выходную мощность P вых, зададимся контурными КПД согласующих цепей (СЦ1, СЦ2, СЦ3) (ηк СЦ1 =ηк СЦ2 =ηк СЦ3 =ηк СЦ =0,9) и найдем мощность на выходе умножителя частоты:
.
Зная выходную мощность умножителя частоты, коэффициент умножения и входную частоту, с помощью программы MULTIPLY, разработанной на каф. 406, выберем транзистор и рассчитаем его режим работы (результаты этих расчетов даны в п. 4.1.1.).
В числе прочих результатов программа выдает коэффициент усиления по мощностиK УЧ =9,958, используя который, мы вычисляем мощность на входе умножителя частоты, совпадающую, разумеется с мощностью на выходе СЦ2 (P вых СЦ2 ):
.
Поскольку, как упоминалось выше, мы задали контурный КПД согласующих цепей равным ηк СЦ =0,9, то мощность на входе СЦ2 P вх СЦ2, равная мощности на выходе усилителя мощности P вых УМ, равна:
.
Теперь, зная мощность на выходе усилителя мощности (P вых УМ ) и зная его рабочую частоту f =0,25 ГГц, с помощью программы PAMP1, также разработанной на каф. 406, выбираем активный прибор (транзистор) и рассчитываем его режим работы для СВЧ усилителя мощности (результаты этих расчетов приведены в п. 4.2.1.). Полученный в ходе расчетов коэффициент усиления K УМ позволяет найти мощность на входе усилителя, тождественно равную мощности на выходе входной согласующей цепи СЦ1:
.
Поскольку мы задали контурный КПД согласующих цепей равным ηк СЦ =0,9, то мощность на входе СЦ1 P вх СЦ1 равна:
,
что меньше 20 мВт, ограничивающих по заданию входную мощность сверху.
3. Методики расчета каскадов модуля
3.1. Методика расчета РЕЖИМА ТРАНЗИСТОРА МОЩНОГО СВ Ч УСИЛИТЕЛЯ мощности
Рас сматриваемая методика может быть ис пользована для рас чета режима мощного транзис тора ус илителя, работающего на час тотах порядка сотен мегагерц, и позволяет получить параметры режима, достаточно близкие к экспериментальным. На значениях час тоты 1… 3ГГц погрешнос ть рас чета в озрас тает из-за ис пользования упрощенной эквивалентной схемы тран зистора и нед ос таточной точнос ти при определении ее параметров. В диапазоне частот выше 3 ГГц эти недостатки проявляются еще более резко. На режим начинает оказывать с ильное влияние даже с равнительно небольшой разброс значений индуктивностей выводов и емкос тей корпуса, а также многочис ленные паразитные связи в конс трукции транзис тора. Эти обс тоятельс тва ограничивают в ерхний час тотный предел применимос ти рас с матрив аем ой методики.
В методике рас чета ис пользуетс я эквивалентная с хема, дополненная некоторыми элементами, с ущес твенными для диапазона С ВЧ.
Параметры э кв ивалентной с хемы транзис тора зав ис ят от протекающих токов и прило женных напряжений. Од нако об ычно с читают, что в выбранном режиме транзис тора параметры с хемы будут пос тоянными в пределах каждой облас ти работы: рабочей облас ти (К — замкнут) и облас ти отс ечки (К — разомкнут). Параметры эквивалентной схемы приводятся в с правочных данных, а наименования их даны в разделе “Обозначения” пособия [1]. Некоторые параметры, которые отс утс твуют в с правочниках, можно оценить по формулам:
С д =С э +С диф; С к =С ка +С кп; ; τк =r бС ка; ;
; ; .
При ус реднении S п ток i к рекомендуетс я принять равным половине выс оты импульс а коллекторного тока i к max или амплитуде его первой гармоники, которая в типичных режимах близка к 0,5i к max. Емкос ть С к определяют при выбранном напряжении U к0. На час тотах сопротивление r с лабо шунтирует емкос ти и им можно пренебречь. Неравенс тво определяет нижнюю час тотную границу проводимого анализа. При рас чете принимают, что в диапазоне СВЧ входной ток мощных транзис торов оказывается близким к гармоническому за с чет подавления высших гармоник индуктивностью в ходного электрода. Форма колл екторного напряжения принимается гармонической. Поэтому далее будем полагать, что входной ток и коллекторное напряжение не с одерж ат выс ших гармоник и эквивалентный генератор тока S п (U п -U' ) нагружен на диссипативное с опротивление. Рас чет производим для граничного режима работы транзистора.
Эквивалентная схема усилителя ОЭ для токов и напряжений первой гармоники показана на рис. 3. В схеме ОЭ при диссипативной нагрузке будут отрицательные обратные связи через L э и .
Рис. 3. Эквивалентная схема усилителя ОЭ для токов и напряжений первой гармоники
Для обеспечения устойчивого режима применяют специальные меры, например, включение r доп в цепь эмиттера или нейтрализацию L б включением емкости в базовую цепь. Можно использовать выходное сопротивление моста делителя, если усилитель построен по балансной схеме. Сопротивление r вх1 с ростом мощности уменьшается (до долей ом), x вх1 вблизи верхней частотной границы имеет индуктивный характер из-за L б и L э и значительно больше r вх1. Коэффициент усиления обратно пропорционален квадрату частоты. Поэтому, если известно из справочных данных, что транзистор на частоте f' имеет коэффициент усиления , то на некоторой, более низкой рабочей частоте f, его коэффициент усиления можно оценить примерно как , т. е. если , то K р будет в четыре раза больше . В схеме ОЭ при верхняя рабочая частота f в не превышает f гр .
Тип транзистора выбирают по заданной выходной мощности P вых1 на рабочей частоте f, определяют схему включения транзистора, пользуясь с правочными данными транзис тора. Часто схема включения транзистора определяется его конс трукцией, в которой с корпусом соединяется один из электродо в (эмиттер, база). При выборе типа транзис тора можно ориентироваться на данные экспериментального типового режима. Рекомендуется использовать СВЧ-транзисторы на мощность не менее , указанной в справочнике. Сильное недоиспользование транзистора приводит к снижению его усилительных с войс тв. Интервал частот f в … f н включает и для с хемы ОЭ. Применение транзис тора, имею щего f н выше рабочей, позволяет получить более высокое усиление, но при этом увеличиваетс я вероятнос ть самовозбуждения ус илителя и понижаетс я его надежнос ть.
Схема ОБ характерна для транзис торов, работаю щих на f >1 ГГц. Транзис торы, имеющие два вывода эмиттера (для уменьшенияL э ), с лед ует включать по с хеме ОЭ. Для оценки параметров эквивалентной с хемы можно ис пользовать следующие данны е: нГн (для OЭ L общ=L э ),L к и входного вывода — в нес колько раз больше., , . Параметр h 21э в расчетах не кри тичен, для приборов на ос нове кремния, , где P вых1 и U к0 с оответс твуют рабочему режиму (например, экс периментальные данные). Ес ли требуемая мощнос ть P вых1 близка к той, которую может отдать транзис тор, тоU к0 берется с тандартным. При недоис польз овании транзис тора по мощнос ти целесообразно с нижатьU к0 , для повышения надежнос ти. Например, ес ли требуемая P вых1 на 30-40% меньше (мощнос ти в типовом режиме), то U к0 можно уменьшить на 20-30% по сравнен ию со стандартным. Однако при с нижении U к0 вдвое по с равнению с о с тандартным частота f гр уменьшаетс я на 5… 15%, а емкос ть С к увеличив аетс я на 20... 25%.
Напряжение с мещения U б0 час то выбирается нулевым. При этом угол отсечки будет близок к 80… 90°, при котором с оотношение между P вых1, ηэ ,K р бли зко к оптимальному. Кроме того, в этом случае отсутс твует цепь с мещения, что упрощает с хему ус илителя и не требует затрат мощности на ос ущес твление с мещения. В отношении S гр надо иметь в виду, что перед расчетом ее с ледует уточнить, ис пользуя ус ловие
(для схемы ОЭ — 0,7; для схемы ОБ — 0,8).
При этом P вых1 и U к0 берутся для выбранного транзис тора. При невыполнении этого ус ловия можно нес колько увеличить S гр (на 10… 15%).
Предлагаемая методика рас чета ис ходит не из P вых1, а из м ощнос ти Р г , развиваемой эквивалентным генератором тока i г . Мощность Р г в с хеме ОЭ с ледует взять на 10‑20% меньше, чем требуемая P вых1, которая имеет приращение из-за прямого прохождения части входной мощности. На f >f rp в с хеме ОБ Р г беретс я на 25... 50% выш е P вых1, на f<f rp э та доля меньше.
К начальным параметрам рас чета относ итс я температура корпус а транзис тора. Ее можно зад ать как Т к =Т с + (10… 20)°С с учетом перегрева радиатора относ ительно окружаю щей среды.
Ес ли пос ле проведения рас чета на значения, f' в типовом режиме K р отличаетс я от с правочного значения не более, чем на , то можно с читать, что параметры эквивалентной с хемы, принятые в расчете, оценены правильно. Ес ли модуль пикового напряжения , то это означает, что значение емкос тиС э занижено. Для удобс тва рас чета ис ходные данные целес ообраз но с вес ти в таблиц у в с ледующем порядке:
P вых1, Bт; P г, Bт; f, МГц; f гр, МГц; U кэ доп, В; | U кб доп, В; U бэ доп, В; U', В; U в0, В; U к0, В; | S гр, А/В; R пк ,°С/Вт; Т п ,°С; Т к ,°С; h 21э; | C к, пФ; C кп, пФ; C э, пФ; r б, Ом; r э, Ом; | r к, Ом; L б, нГн; L к, нГн; L э, нГн; P к доп, Вт |
Приводимый ниже порядок рас чета граничного режима работы при U в0 = 0 может быть ис пользован для включения транзис тора как по схеме ОЭ, так и по с хеме ОБ. Там, где формулы рас чета для с хем ОЭ и ОБ отличаютс я, будет с делана пометка “ОЭ” или “ОБ”. Все расчеты проводятс я в сис теме С И.
.
2. Амплитуда напряжения и тока первой гармоники эквивалентного генератора:
3. Пиковое напряжение на коллекторе:
U к пик =U к0 +U г1<U кэ доп .
При невыполнении неравенства следует изменить режим или выбрать другой тип транзистора.
4. Параметры транзистора:
; ; .
5. Находим значения параметров А и В :
, , где .
С помощью графика A (γ1 ) на рис. 4 определяем коэффициент разложения γ1 (θ). Затем по табл. 3.1. [1] для найденного γ1 (θ) определяем значения, θ, cos(θ) и коэффициент формы g 1 (θ).
6. Пиковое обратное напряжение на эмиттере
.
Затем в пп. 7… 22 рассчиты ваю тся комплексные ампли туды токов и напряжений на э лементах эквивалентн ых с хем (см. рис. 3). За вектор с нулевой фазой принят ток и
Рис. 4. Зависимость параметра A от коэффициента разложения симметричного косинусоидального импульса γ1 (θ)
7. , где .
8. .
9. .
10. .
11. .
12. .
13. .
14. .
15..
16. .
17. .
18..
19..
20. .
21. .
22. .
23. Амплитуда напряжения на нагрузке и входное сопротивление транзис тора для первой гармоники тока:
;
24. Мощность возбуждения и мощнос ть, отдаваемая в нагрузку:
для с хемы ОЭ ;
Ес ли P вых1 будет отличатьс я от заданной более чем на ±20%, рас чет с ледует провес ти заново, с корректировав значениеP г .
25. Пос то янная составляющая коллекторного тока, мощнос ть, потребляемая от ис точника питания, и электронный КПД с оответс твенно:
; ; .
26. Коэффициент ус иления по мощнос ти, мощнос ть, расс еиваемая транзис тором и допус тимая мощнос ть расс еяния при данной температуре корпус а транзис тора:
; ; .
Можно прин ять значение Т п max =T п, где T п — допус тимое значение, в зятое из справочных данных.
Следует убедитьс я, что .
27. Сопротивление эквивалентной нагрузки на внешних выводах транзис тора
Данный рас чет ис ходил из нулевого с мещения на входном элект роде транзистора. В ряде случаев этот режим мож ет быть не оптимальным и желательно в ес ти расчет на заданный угол отс ечки (например в усилителе ОБ для стабилизации режима уменьшают угол отс ечки). Тогда, выбрав угол отсечки θ, по табл. 3.1. [1] находят коэффициент α1 (θ) и определяю т
.
Затем в п. 5 находят напряжение с мещения U в0 из соотношения
,
где берут (для выбранного θ) также из табл. 3.1 .
Ес ли напряжение с мещения должно быть запираю щим, то мо жно применить автосмещение, включив с опротивление , заблокированное конденс атором. При отпираю щем смещении требуетс я д ополнительный ис точник напряжения.
3.2. Методика расчета режима транзистора мощного СВЧ умножителя частоты
В промежуточных кас кадах радиопередающих устройств СВЧ прим еняют умножители час тоты о выходной мощнос тью до с отен милливатт. Такие СВЧ-умножители являютс я уже мощными. Умножение час тоты в них дос тигаетс я выделением нужной n- й гармоники из импульс а коллекторного тока. При рас чете режима транзистора, работаю щего на час тотах 108… 109 Гц (с отни МГц), ис пользуют кус очно-линейную модель транзистора. При этом дополнительно учитывают индуктивнос ти выводов транзис тора, емкость закрытого эмиттерного перехода и потери в материале коллектора. Предполагают, что транзис тор включен по схеме с общей базой (ОБ) и возбуждается от генератора гармоничес кого тока. С хема ОБ обес печивает лучшие энергетичес кие параметры мощного умножителя СВЧ, чем с хема с общим эмиттером (ОЭ). В с хеме ОЭ за с чет обратной с вязи через емкость С к импульс коллекторного тока деформируетс я и имеет малые коэффициент формы gn (θ), а с ледовательно, и КПД, и мощнос ть в нагрузке.
Выходная мощн ость умножителя ограничена нес колькими факторами. К ним относ ятс я предельно допус тимые значения обратного напряжения на эмиттерном переходе U бэ доп и мо щнос ти рассеяния , а также критичес кий коллекторный ток I кр .
При выборе угла отсечки надо учитывать следующее. Пиковое обратное напряжениеU бэ пик ув еличиваетс я при уменьшении угла отсечки θ, что может ограничить мощнос ть, отдаваемую умножителем час тоты. При больших углах отс ечки уменьшаетс я КПД и рас тет рас с еиваемая мощнос ть Р к, что может привес ти к нереализуемости режима транзис тора. Ес ли при оптимизации мощнос ти умно жителя час тоты опиратьс я только на ограничения по коллекторному току, с читая макс имальный i к max=I кр , то оптимальн ым углом отс ечки при n =2 оказываетс я θ=60°, а приn =3 — θ = 40°. При этих углах отс ечки КПД будет дос таточно выс оким, но надо не допус тить превышения U бэ доп. Поэтому час то угол отс ечки и дляn =2, и n =3 выбирают равным θ=60°.
Рас чет режима транзис тора ведут на заданную выходную мощнос ть транзис тора P вых n на рабочей час тоте nf, определенную по выходной мощнос ти умножителя P вых n и КПД его выходной с огласую щей цепи hк вых: Р вых n =Р вых /hк вых .
Для расчета используем методику, которая имеет в своей основе следующие допущения:
· интервал рабочих частот соответствует неравенствам: , ;
· транзистор возбуждается от генератора гармонического тока;
· крутизна по переходу S п считаетс я вещественной;
· напряжение на коллекторе — гармоничес кое;
· с хема включения транзис тора — ОБ;
· влиянием индуктивности общего вывода транзис тора L б пренебрегают.
Исходя из заданных P вых n и nf по справочникам выбирается транзистор с учетом выполнения ус ловий и . Вследствие больших потерь в материале коллектора на верхних частотах транзистора целес ообразно выбирать транзистор с запасом по выходной мощности P вых n примерно в 2,0… 2,5 раза. Параметры выбранного транзистора рекомендуется свести в таблицу в следующем порядке:
, Вт;
, МГц;
, В;
U кэ доп, В;
U бэ доп, В;
, В;
I кр, А;
T п, °С;
S гр, А/В;
f гр, МГц;
С к, пФ;
r б, Ом;
r э, Ом;
r к, Ом;
L б, нГн;
L э, нГн;
L к, нГн.
Напряжение питания U к0 принимается равным или близким к , в типовом режиме транзистора. Угол отсечки целесообразно выбрать для n =2 и n =3 θ=60°. По табл. 3.1 [1] определяют для выбранного θ коэффициенты α0, α1, α2, γ1, γn .
Расчет ведут в следую щем порядке (режим работы принимают граничным).
1. Сопротивление потерь коллектора в параллельном эквиваленте:
.
2. Напряженнос ть граничного режима
,
где .
3. Амплитуда напряжения и тока n -й гармоники, при веден ные к эквивалентному генератору :
4. Сопротивление коллекторной нагрузки:
.
5. Амплитуда n -й гармоники, высота импульс а тока эквивалентного генератора, пос тоянная сос тавляющая коллекторного тока с оответс твенно:
; ; .
Провести проверку выполнения ус ловия . Если ус ловие не в ыполняетс я, то следует с менить транзистор, так как из-за уменьшения частоты f гр нельзя получить заданную мощнос ть.
6. Амплитуда тока возбуждения и коэффициент передачи по току в схеме ОБ:
, .
7. Пиковое обратное напряжение на эмиттере:
.
8. Напряжение смещения:
,
где ; ; ; .
9. Диссипативная и реактивная составляющие входного сопротивления транзистора:
;
.
10. Мощность источника питания, КПД:
; .
11. Коэффициент усиления по мощности:
.
12. Мощность возбуждения:
.
13. Мощность рассеяния:
.
14. Диссипативная и реактивная составляющие сопротивления нагрузки, приведенной к внешнему выводу коллектора, в параллельном эквиваленте:
;
.
4. Результаты расчетов
4.1. расчет усилителя мощности
4.1.1. расчет режима работы активного прибора (транзистора)
Выбор транзистора, расчет его режима работы и энергетических параметров выполнен на ЭВМ с помощью программы PAMP1, разработанной на каф. 406, и реализующей методику, описанную в п. 3.1.
Исходные данные:
ЧАСТОТА fвх И МОЩНОСТЬ P1 УСИЛИТЕЛЯ, ПАРАМЕТРЫ ТРАНЗИСТОРА (2Т934А)
f вх =0,25 ГГц;
P 1 =0,0614 Вт;
F 1 =1 ГГц;
R 1 =3 Ом;
R 2 =6 Ом;
R 3 =0,1 Ом;
C 1 =7 пФ;
C 2 =2 пФ;
C 3 =40 пФ;
L 1 =1,3 нГн;
L 2 =3,1 нГн;
L 3 =2,5 нГн;
H =80;
T =160
U 1 =60 В;
U 2 =4 В;
U 3 =0,7 В;
U 4 =1,2 В;
P 2 =7 Вт;
S 1 =0,17;
F 2 =0,4 ГГц;
K 1 =10;
P 3 =3 Вт;
U 0=19 В.
Результаты расчета:
2Т934А, ОБЩИЙ ЭМИТТЕР, f вх =0,25 ГГц;
ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ
Выходная мощность 0,0614 Вт;
Мощность возбуждения 8,07 мВт;
Коэффициент усиления K УМ =7,60825;
Потребляемая мощность 61,501 мВт;
Мощность потерь 8,1711 мВт;
Коэффициент полезного действия (электронный КПД) ηэ =99,83%.
РЕЗЕРВЫ ТРАНЗИСТОРА
По напряжению на коллекторе 1,582314;
По напряжению на базе 2,439582;
По рассеиваемой мощности 856,669;
Допустимая температура корпуса транзистора 159,8599 °С.
ЦЕПЬ КОЛЛЕКТОРА
Напряжение питания E 0=19 В;
Амплитуда напряжения 18,91915 В;
Напряженность режима 0,9957449;
Амплитуда коллекторного тока 6,872006 мА;
Постоянная составляющая коллекторного тока I 0к =3,236894 мА;
Диссипативная составляющая сопротивления коллекторной нагрузки R 1вых УМ =166,933 Ом;
Реактивная составляющая сопротивления коллекторной нагрузки X 1вых УМ =5,44388 Ом.
ЦЕПЬ БАЗЫ
Напряжение смещения по базе E 0б =1,2 В;
Амплитуда тока возбуждения 0,1756269 А;
Угол отсечки 34,69754
Диссипативная составляющая входного сопротивления Z вхR 1вх УМ =0,5232769 Ом;
Реактивная составляющая входного сопротивления Z вх X 1вх УМ =4,491888 Ом.
4.1.2. расчет элементов принципиальной схемы усилителя мощности
Опираясь на проведенный расчет, получаем:
а) Цепь смещения (параллельная схема с автосмещением).
;
Выбираем R 1: C2-33Н-0,5-360 Ом±5%,
где Е 0б — напряжение смещения по базе;
I ок — постоянная составляющая коллекторного тока.
Из условий
; ; (см. рис. 5),
где ; R 1вх =R 1вх УМ =0,523 Ом — диссипативная составляющая входного сопротивления базовой цепи, полученная в ходе расчетов на ЭВМ (см. п. 4.1.1.), получаем:
;
Выбираем С 1: КМ-6-М1500-0,012 мкФ.
;
Выбираем С 4: К10-17-1-П33-17,16 пФ.
.
Числовой коэффициент 10 введен для обеспечения справедливости вышеприведенных соотношений: “много больше” мы заменяем на “в 10 раз больше”.
б) Последовательная схема питания.
Из соотношений
; ; (см. рис. 6),
где r ист — внутреннее сопротивление источника питания, r ист =5 Ом; R 1вых — диссипативная составляющая сопротивления коллекторной нагрузки, R 1вых =R 1вых УМ =166,93 Ом, получаем:
;
Выбираем С 5: К10-17-1-П33-38,13 пФ.
;
Выбираем С 3 :
.
4.2. расчет умножителя частоты
4.2.1. расчет режима работы активного прибора (транзистора)
Выбор транзистора, расчет его режима работы и энергетических параметров выполнен на ЭВМ с помощью программы MULTIPLY, разработанной на каф. 406, и реализующей методику, описанную в п. 3.2. Исходные данные:
Параметры транзистора
Название транзистора: | 2T919A; |
Напряжение питания: | E 0=19 В; |
Статический коэффициент передачи тока: | 50; |
Напряжение приведения по базе: | 0,7 В; |
Граничная крутизна: | S гр =0,13 См; |
Граничная частота: | f гр =1800 МГц; |
Емкость коллекторного перехода: | 7,5 пФ; |
Активная часть емкости коллектора: | 2,5 пФ; |
Емкость эмиттерного перехода: | 50 пФ; |
Сопротивление базы: | 0,5 Ом; |
Сопротивление эмиттера: | 0,14 Ом; |
Сопротивление коллектора: | 0,7 Ом; |
Индуктивность вывода базы: | 0,14 нГн; |
Индуктивность вывода эмиттера: | 0,4 нГн; |
Индуктивность вывода коллектора: | 0,7 нГн; |
Допустимая температура перехода: | 150 °С; |
Критический ток: | 1,5 А; |
Допустимое напряжение эмиттер-база: | 3,5 В; |
Допустимая рассеиваемая мощность: | 10 Вт. |
Результаты расчетов:
Параметры режима транзистора (2T919A, схема с ОБщей базой)
Напряженность граничного режима: | 0,781; |
Амплитуда коллекторного напряжения: | 14,839 В; |
Амплитуда n -й гармоники коллекторного тока: | 0,07412 А; |
Максимальный коллекторный ток: | I к max =0,2912 А; |
Постоянная составляющая коллекторного тока: | I 0к =0,05941 А; |
Амплитуда тока возбуждения: | 0,14176 А; |
Пиковое обратное напряжение эмиттер-база: | -1,12179 В; |
Напряжение смещения по базе: | E 0б =0,034491 В; |
Сопротивление автоматического смещения: | 0,580535 Ом; |
Диссипативная составляющая входного сопротивления: | R 1вх УЧ =5,4957 Ом; |
Реактивная составляющая входного сопротивления: | X 1вх УЧ =-3,4953 Ом; |
Коэффициент усиления по мощности: | K УЧ =9,9589; |
Мощность возбуждения: | 0,0552266 Вт; |
Мощность, потребляемая от источника питания: | 1,1288 Вт; |
Электронный КПД: | ηэ =48,72%; |
Рассеиваемая мощность: | 0,634064 Вт; |
Диссипативная составляющая сопротивления нагрузки: | R 1вых УЧ =180,013 Ом; |
Реактивная составляющая сопротивления нагрузки: | X 1вых УЧ =40,34 Ом; |
Выходная мощность | P вых УЧ =0,55 Вт; |
Коэффициент умножения | n =2; |
Угол отсечки | 56,0 |
Входная частота | f вх =0,25 ГГц; |
Напряжение питания | E 0=19,0 В. |
4.2.2. расчет элементов принципиальной схемы умножителя частоты
Опираясь на проведенный расчет, получаем:
а) Входная цепь (параллельная схема с автосмещением, рис. 7).
0,579 Ом;
Выбираем R 2: С2-33Н-0,5-0,560 Ом±5%;
R 1вх =R 1вх УЧ =5,495 Ом;
Аналогично вышесказанному:
;
Выбираем С 7: КМ-6-М1500-0,011 мкФ.
;
б) Выходная цепь и фильтр-пробка (C 9, C 10, L 7, рис. 8).
;
R 1вых =R 1вых УЧ =180,013 Ом.
Аналогично:
;
Выбираем С 11: К10-17-1-П33-17,68 пФ.
Емкость C 8 и индуктивность L 6 служат для защиты источника питания от токов высокой частоты. Номинал C 8 рассчитывается из соображений того, чтобы ее сопротивление по высокой частоте было крайне мало, а номинал L 6 выбирается таким, чтобы ее сопротивление по высокой частоте было велико. Номиналы L 2 и C 3 в п. 4.1.2. выбираются из аналогичных соображений.
;
Выбираем С 8: К10-17-1-П33-630 пФ.
;
Фильтр-пробка (C 9, C 10, L 7 ) служит одновременно для выделения колебаний двойной (выходной) частоты и подавления колебаний входной частоты, чтобы они не проходили на выход модуля АФАР. Делается это следующим образом. Индуктивность L 7 и емкость C 9 образуют последовательный колебательный контур, причем их номиналы подбираются так, чтобы резонансная частота этого контура ωрез посл совпадала с частотой входного колебания ωвх. Как известно, сопротивление последовательного колебательного контура на резонансной частоте равно нулю, и, следовательно, колебания входной частоты закорачиваются на землю и на выход модуля не попадают. В то же время, L 7 и C 10 тоже образуют колебательный контур, но параллельный, причем их номиналы подбираются так, чтобы резонансная частота этого контура ωрез паралл совпадала с частотой выходного колебания ωвых. Сопротивление параллельного колебательного контура на резонансной частоте стремится к бесконечности, поэтому колебания выходной частоты попадут на выход практически без потерь.
;
Выбираем С 10: К10-17-1-П33-8,8 пФ.
, где n =2 — коэффициент умножения частоты;
Выбираем С 9: К10-17-1-П33-26,5 пФ.
;
4.3. расчет СОГЛАСУЮЩих ЦЕПей
Расчет проведен с помощью программы MATCHL, разработанной на каф. 406.
4.3.1. расчет входной СОГЛАСУЮЩей Г-ЦЕПи
Импеданс генератора RS =50 Ом; XS =0;
Импеданс нагрузки RL =R 1вх УМ =0,523 Ом; XL =X 1вх УМ =4,492 Ом;
Ненагруженная добротность цепи=100;
;
;
X 1 =-5,140664, X 2 =0,5948922
Коэффициенты фильтрации второй и третьей гармоник:
K 2 =67,46906 дБ; K 3 =87,08565 дБ;
Контурный КПД: ηконт =0,902736;
Полоса пропускания 10,28133%.
;
;
Выбираем С 2: К10-17-1-П33-124 пФ.
4.3.2. расчет межкаскадной СОГЛАСУЮЩей Г-ЦЕПи
Импеданс генератора RS =R 1вых УМ =166,9 Ом; XS =X 1вых УМ =5,44 Ом;
Импеданс нагрузки RL =R 1вх УЧ =5,496 Ом; XL =X 1вх УЧ =-3,495 Ом;
Ненагруженная добротность цепи=55;
;
;
X 1 =-30,62967, X 2 =33,29518
Коэффициенты фильтрации второй и третьей гармоник:
K 2 =55,77115 дБ; K 3 =75,38773 дБ;
Контурный КПД: ηконт =0,9014694;
Полоса пропускания 18,45297%.
;
;
Выбираем С 6: К10-17-1-П33-5,2 пФ.
4.3.3. расчет выходной СОГЛАСУЮЩей П-ЦЕПи
а) Левая часть П-цепи
Импеданс генератора RS =R 1вых УЧ =180,0 Ом; XS =X 1вых УЧ =40,3 Ом;
Импеданс нагрузки RL =10,0 Ом; XL =0;
Ненагруженная добротность цепи=60;
;
;
X 1.1 =-42,42937; X 2.1 =42,31098;
Коэффициенты фильтрации второй и третьей гармоник:
K 2 =50,30438 дБ; K 3 =69,92097 дБ;
Контурный КПД: =0,9312816;
Полоса пропускания 24,25356%.
;
;
Выбираем С 12: К10-17-1-П33-7,5 пФ.
б) Правая часть П-цепи
Импеданс генератора RS =10,0 Ом; XS =0;
Импеданс нагрузки (RL =50,0 Ом; XL =0);
Ненагруженная добротность цепи=80;
;
;
X 1.2 =-24.99998; X 2.2 =20;
Коэффициенты фильтрации второй и третьей гармоник:
K 2 =35,83519 дБ; K 3 =55,45177 дБ;
Контурный КПД: =0,975;
Полоса пропускания 50%.
;
;
Выбираем С 13: К10-17-1-П33-12,7 пФ.
;
Общий контурный КПД: ;
5. конструкция модуля АФАР
5.1. Выбор элементной базы
В принципе устройство может быть изготовлено с использованием микрополосковой технологии, поскольку в диапазоне 0,25… 1 ГГц такая технология применяется достаточно широко, но в нашем случае получается реализовать изделие на сосредоточенных элементах, поскольку нам удалось выбрать сосредоточенные резисторы и конденсаторы для данного диапазона частот (пп. 4.1. и 4.2.). Внешний вид и геометрические размеры выбранных элементов показаны на рис. 13… 17.
Так как стандартные индуктивности рассчитанных нами номиналов (пп. 4.1. и 4.2.) отсутствуют в номенклатуре элементной базы, производимой радиоэлектронной промышленностью, мы изготовим индуктивности из отрезков прямых проводников диаметром 0,5 мм.
Известно, что индуктивность L отрезка проводника круглого сечения длиной l равна
,
где d — диаметр проводника, причем d и l необходимо подставлять в сантиметрах, тогда L получится в нГн.
С помощью пакета Mathcad Professional 7 было проведено исследование зависимости индуктивности отрезка проводника круглого сечения от его длины для трех различных диаметров (d =0,5 мм (рис. П.1.1.), d =0,6 мм (рис. П.1.2.), d =1,0 мм (рис. П.1.2.), файлы ind05mm.mcd, ind06mm.mcd, ind1mm.mcd соответственно, см. Приложение 1 ).
Из представленных зависимостей видно, что для данного значения индуктивности (например, 30 нГн) самым коротким будет самый тонкий проводник (l =32,8 мм, (d =0,5 мм), l =34 мм, (d =0,6 мм), l =37,2 мм, (d =1 мм)).
Следовательно, индуктивности L 1, …, L 8 будем изготавливать из отрезков проводника диаметром d =0,5 мм. Длину отрезка будем вычислять по полученной номограмме (рис. П.1.1.). Таким образом,
L 1 =0,378 нГн: 1,5 мм;
L 2 =3,32 нГн: 6 мм;
L 3 =31,83 нГн: 34 мм;
L 4 =21,19 нГн: 25 мм;
L 5 =34,98 нГн: 37 мм;
L 6 =15,6 нГн: 19 мм;
L 7 =11,46 нГн: 15 мм;
L 8 =19,82 нГн: 23,5 мм.
5.2. Выбор типоразмера печатной платы
Исходя из жестких требований, предъявляемых к изделию (устанавливается на борту ЛА), в частности к его размерам и в особенности к массе, необходимо насколько возможно повысить плотность упаковки (интеграции) элементов на печатной плате, в связи с чем мы выбираем коэффициент дезинтеграции K д равным 2.
Для выбора типоразмера печатной платы необходимо вычислить суммарную площадь, занимаемую элементами, умножить ее на коэффициент дезинтеграции K д и из стандартного ряда типоразмеров выбрать плату равной или чуть большей площади. Площади, занимаемые элементами, приведены в табл. 1.
Суммарная площадь элементов:
S Σ =2(196·1+175·1+0,75·1+3·1+17·1+12,5·1+18,5·1+9,5·1+7,5·1+11,75·1+13,2·2+
+31,28·10+31,28·1+42,25·2)=1834,58 мм2 .
Выбираем плату размером 3560 мм; S =2100 мм2 .
5.3. Технология изготовления печатной платы
Печатную плату будем изготавливать субтрактивным методом, суть которого заключается в следующем. На поверхность фольгированной печатной платы наносится фоторезист, поверх которого размещается негативный фотошаблон, отражающий конфигурацию и расположение печатных проводников, т. е. имеющий прорези и отверстия в тех местах, где должны быть расположены токоведущие участки. Во время экспонирования эти участки окажутся засвеченными. После экспонирования фоторезист задубливают, т. е. помещают плату в специальный раствор, в котором засвеченные участки фоторезиста становятся нерастворимыми. После задубливания следует этап травления, в ходе которого незасвеченный фоторезист и фольга, находящаяся под ним, растворяются в травящем растворе. Потом остатки задубленного фоторезиста также удаляются. После смывания остатков фоторезиста плату высушивают, покрывают защитным лаком и устанавливают на нее элементы. В нашем случае вполне допустима пайка волной припоя, с тем условием, что транзисторы будут установлены отдельно — в последнюю очередь, т. к. они чувствительны к перегреву и имеют планарные выводы.
Таблица 1
Элемент | Площадь, мм2 | Количество, шт. |
Транзисторы | ||
2Т934А | S =196 мм2 ; | 1 |
2Т919А | S =175 мм2 ; | 1 |
Индуктивности | ||
L 1 | S =0,75 мм2 ; | 1 |
L 2 | S =3 мм2 ; | 1 |
L 3 | S =17 мм2 ; | 1 |
L 4 | S =12,5 мм2 ; | 1 |
L 5 | S =18,5 мм2 ; | 1 |
L 6 | S =9,5 мм2 ; | 1 |
L 7 | S =7,5 мм2 ; | 1 |
L 8 | S =11,75 мм2 ; | 1 |
Резисторы | ||
С2-33Н | S =13,2 мм2 ; | 2 |
Конденсаторы | ||
К10-17-1-П33 | S =31,28 мм2 ; | 10 |
К10-17-1-М750 | S =31,28 мм2 ; | 1 |
КМ-6-М1500 | S =42,25 мм2 ; | 2 |
5.4. Конструкция корпуса модуля АФАР
Поскольку изделие устанавливается на борту ЛА и будет подвержено перепадам давления, целесообразно обеспечить герметизацию корпуса изделия с помощью эластичной прокладки. Помимо этого, бортовая аппаратура должна быть вибропрочной и виброустойчивой, и в то же время достаточно легкой. Исходя из этого, корпус модуля АФАР логично будет изготовить из алюминия методом литья.
Кроме того, в корпусе будут иметь место три отверстия для трех разъемов — двух высокочастотных (сигнальных) — входного и выходного и низкочастотного разъема для подачи питания. Все разъемы также из соображений виброустойчивости необходимо оснастить защелками, препятствующими произвольному рассоединению модуля и бортовых коммуникаций.
Печатная плата будет притянута к днищу корпуса четырьмя винтами, входящими в отверстия по углам платы и ввинчивающимися в четыре бобышки, составляющими единое целое с днищем корпуса. Помимо этого, для удобства размещения и закрепления модуля АФАР на борту ЛА, необходимо предусмотреть нечто вроде салазок, проходящих вдоль днища корпуса.
Для обеспечения ремонтопригодности корпус изделия надлежит сделать ограниченно разборным: щель между крышкой и основанием корпуса будет запаяна, а в шов будет проложена проволока, оканчивающаяся петлей. В случае необходимости проволоку можно будет вытянуть, разрушив пайку, и снять крышку корпуса.